Проектирование передатчика (стр. 2 из 3)
При данном выборе параметров и рабочей точки уровень интермодуляционных искажений третьего и пятого порядков будут соответственно: -33 и -37дБ.
Рисунок 3.2 Уровень интермодуляционных искажений третьего и пятого порядка соответственно для усилителя класса АВ в зависимости от выходной мощности
3.1.2 Расчёт предоконечного усилительного каскада
Типичное значение выходного сопротивления микросхемы модулятора при напряжении питания Vcc = 6В, Rвых = 800Ом.
Входное и выходное сопротивления электромеханических фильтров в зависимости от исполнения имеют сопротивления от 600 до 4000 Ом, поэтому изготовить партию фильтров на заказ с сопротивлением 800Ом не составляет трудностей. Фильтр вносит среднее затухание в полосе пропускания около 1,5 дБ, что соответствует изменению выходного напряжения в Кфпч = 1/1,4 = 0,71 раза.
Отсюда вытекает первое условие, входное сопротивление предоконечного каскада должно иметь сопротивление не менее 600Ом.
Из всего вышесказанного вытекает необходимость в преобразовании сопротивления выхода фильтра в сопротивление входа транзисторного каскада.
Оптимальный уровень выходного сигнала предоконечного каскада должен быть в пределах 0,8В, минимальный ток – 8 мА, при этом входная мощность Pвх.ус = 6,4мВт. Мощность, передаваемая с выхода фильтра
Необходимый коэффициент усиления предоконечного каскада должен составлять
.Для этого наилучшим образом подойдёт схема с общим коллектором в режиме A, однако из за того, что эмиттерный повторитель не усиливает напряжение, к его выходу подключим трансформатор, с коэффициентом передачи K = 8, основное предназначение которого – увеличение выходного напряжения до необходимого уровня, а так же создание противофазных напряжений для двух плеч оконечного усилителя. Смешение для рабочей точки будет подаваться только во время активной передачи. Для работы в данном диапазоне частот подойдёт практически любой транзистор, например BC547 (по параметрам аналог КТ315). Напряжение смещения на вход будет подаваться через резистивный делитель. При этом величина входного сопротивления очень велика и составляет десятки кОм, а выходного сопротивления – очень мала, что способствует лучшему согласованию выхода формирователя сигнала и основного усилителя.
Рисунок 3.3 Зависимость входного сопротивления транзистора BLW50F от частоты
3.2 Расчёт выходного согласующего устройства
При данном подходе на выходе усилительного каскада необходимо поставить лишь согласующую цепь, относительно широкополосную, чтобы без перестройки согласующей цепи можно было покрывать весь диапазон рабочих частот.
Нелинейность частотной характеристики согласующей цепи будет оказывать меньшее влияние на искажения СП АМ сигнала, так как полоса ОП АМ в несколько раз уже чем полоса пропускания согласующей цепи.
Для согласования выхода оконечного усилителя с нагрузкой будем использовать колебательный контур. Основное предназначение выходного ФНЧ – фильтрация высших гармоник, при этом критерии оптимальности для ФНЧ будут следующие:
1) Максимальная равномерность в полосе f = 6525…6685 кГц.
2) Общий уровень побочных гармоник не более 40дБ.
Входное активное сопротивление антенны 15 (Ом), индуктивное 60(Ом), выходное активное сопротивление транзистора – 50Ом, реактивным сопротивлением выхода в рабочем диапазоне частот можно пренебречь. (> 3,5 кОм)
В качестве элемента согласования выберем полосовой фильтр в виде П-образного звена.
Параметры звена:
Где R0<R1, и R0<R2
Сопротивление источника сигнала R1 = 50Ом.
Сопротивление нагрузки R2 = 15Ом.
Рисунок 3.4 Зависимость КПД цепи согласования от сопротивления R0
Реактивное сопротивление входной ветви согласующего устройства должно быть равно 12,06 Ом.
Встаёт задача распределения реактивного сопротивления между трансформатором и ёмкостью П-образного звена. В результате расчётов в рабочем диапазоне частот получим следующую зависимость индуктивности трансформатора от емкости.
Рисунок 3.1 Зависимость индуктивности связующего трансформатора от входной ёмкости контура
В результате анализа реализуемости подобного звена были выбраны следующие параметры:
Индуктивность согласующего трансформатора L5 = 150нГн.
С14 = 2 нФ
С15 = 3,4 нФ
L6 = 415 нГн
При этих параметрах максимальный КПД цепи согласования может быть порядка 98%, в реальности он будет на 4-7% ниже.
3.3 Расчёт входного каскада передатчика
Основная задача данного каскада – формирование из входного сигнала модулирующего напряжения.
При этом стоит учесть следующее:
1. амплитуда входного сигнала и динамический диапазон может изменяться очень сильно.
2. На входе может действовать сигнал с шумом в очень широкой полосе частот.
3. На вход балансного смесителя необходимо подавать сигнал с амплитудой 70мВ.
4. Источником сигнала служит внешний подключаемый микрофон.
5. На входе – сигнал с малой амплитудой, важно хорошее отношение сигнал/шум для этого каскада.
Для этой цели наиболее оптимальным решением является усилитель с автоматической регулировкой усиления.
Например, специализированная микросхема MAX9814 – микрофонный усилитель с АРУ и малошумящим смещением микрофона.
Отличительные особенности:
· Автоматическая регулировка усиления (АРУ)
· Три коэффициента усиления (40дБ, 50дБ, 60дБ)
· Программируемое время нарастания сигнала
· Программируемое соотношение нарастания и спада
· Диапазон напряжения питания 2.7В…6В
· Малая плотность шума по отношению ко входу 30нВ/Гц
· Отношение сигнал/шум – 61дБ.
· Малые общие гармонические искажения: 0.04% (тип.)
· Маломощный режим отключения
· Встроенный малошумящий источник смещения микрофона напряжением 2В
· Расширенный температурный диапазон -40°C…+85°C
· В диапазоне частот 300 – 3400Гц АЧХ усилителя практически линейна.
Для того, чтобы выбрать коэффициент усиления равный 50дБ, необходимо вход выбора Кус (GainControlInput) подключить к земле.
На выходе данной микросхемы мы имеем стабильный сигнал с уровнем 0,7 В, не зависимо от подключаемого ко входу источника. Для преобразования этого стабильного напряжения в 70мВ, требуемые для балансного смесителя, между смесителем и усилителем включим резистивный делитель.
Вход переключения между активным режимом и режимом ожидания подключим к общему выключателю «Передача» так же через делитель для согласования уровня напряжения питания (6В) и уровня логической единицы на входе SHDN – 1,3В.
3.4 Расчёт тракта формирования однополосного сигнала
Балансные модуляторы выберем в интегральном исполнении на микросхемах SL1640C производства PlesseySemiconductors.
Основные характеристики модулятора:
| № | Параметр | Значение |
| 1 | Напряжение питания | 6 В |
| 2 | Входное сопротивление для несущей частоты | 1 кОм |
| 3 | Входное сопротивление для модулирующего сигнала | 500Ом |
| 4 | Диапазон входных напряжений | от 10 до 210 мВ |
| 5 | Уровень интермодуляционных искажений | -45 дБ |
| 6 | Коэффициент передачи модулятора | от -2 до 2 дБ |
Задающий генератор для промежуточной частоты проектируется на частоту 465 кГц. Очень важно сделать ГПЧ1 очень стабильным, чтобы обеспечить линейную фильтрацию нижней боковой полосы. Для повышения стабильности в ГПЧ1 необходимо использовать кварцевую стабилизацию.
Уровень выходного сигнала ГПЧ1 должен быть порядка 100мВ, для обеспечения нормальной работы балансного модулятора.
В качестве ГПЧ1 можно выбрать кварцевый термостатированный генератор ГК-120-ТС. На выходе этого генератора гармонический сигнал с частотой 465кГц.
Стабильность не хуже 0,5×10-6, и точность настройки не хуже 10-6. Выходной сигнал данного кварцевого генератора – гармонический с амплитудой 500мВ. Для преобразования его в гармонический с амплитудой 100мВ необходимо к выходу кварцевого генератора подключить резистивный делитель напряжения.
3.5 Расчёт фильтра основной селекции
Исходя из выбранной блок схемы, фильтр основной селекции, проедназначеный для фильтрации нижней боковой полосы должен быть настроен на частоту 463,3 кГц. Ширина полосы пропускания должна быть в пределах 3000кГц. Ослабление в полосе заграждения нижней боковой полосы не менее 40-50 дБ, ослабление несущей не менее 32 – 40 дБ.
Ширина полосы пропускания при этом равна 6,41% от резонансной частоты.
Существует несколько видов физически реализуемых фильтров ПЧ, с требуемыми характеристиками:
Пьезоэлектрические фильтры обладают хорошей избирательностью по соседнему каналу при расстройках на 10— 20 кГц, но она недостаточна для сигналов, отстоящих от резонансной частоты фильтра на 100-200 кГц и выше. Контур LC. наоборот, обладая невысокой избирательностью по соседнему каналу, обеспечивает хорошее подавление сигналов с большими расстройками. При совместном включении контура и фильтра удается повысить избирательные свойства тракта ПЧ.