Проектирование передатчика (стр. 3 из 4)
Для плоской частотной характеристики мощности в нагрузке
при нижней частоте диапазона 
выражение для Tк(р) существенно упрощается: 
,где βо – коэффициент передачи тока базы на низкой частоте,
ωβ – граничная частота по коэффициенту передачи тока базы.
То есть цепь коррекции должна создать линейно увеличивающийся с частотой ток базы (рис. 2.2, б, прямая 1). Подобную частотную зависимость в ограниченном диапазоне частот можно сформировать с помощью последовательного контура, возбуждаемого от источника ЭДС (рис. 2.3). Структура контура совпадает со структурой входной цепи транзистора (часть рис. 2.4, обведенная пунктиром). Частотная зависимость тока контура (кривая 2 на рис. 2.2, б) близка к линейной. Напряжение на ёмкости контура при этом определяет напряжение на переходе база-эмиттер транзистора и частотную зависимость тока коллектора:
, (кривая 3, рис. 2.2, б).Нормированные величины элементов контура, выраженные через неравномерность частотной характеристики мощности в нагрузке
, определяются по следующим соотношениям: 
.В частности, при значении параметра δ=0.1 α1=0.93, α2=0.68 ток коллектора на границе полосы пропускания уменьшается до значения
.Определим значение добротности на верхней частоте входной цепи транзистора
, (2.23)Qвх=1.415.
Так как Qвх >0.68, то последовательно с выводом базы нужно включить добавочный резистор
(2.24)Rдоб=1.937 Ом
Емкость корректирующей цепи рассчитывается по формулам:
; 
; 
. (2.25)r=3.734 Ом
С=1.32 нФ
Скор=1.57 нФ
Для того чтобы создать режим источника ЭДС для последовательного контура (рис. 2.3), сделать входное сопротивление каскада чисто активным и частотно-независимым, на входе цепи устанавливается дополняющая цепь с элементами (рис. 2.4):
;R'д=3.734 Ом
; 
; 
.L=13.47 нГн
Lд=18.4 нГн
Сд=966 пФ
Для двухтактной схемы после расчета корректирующих элементов у одного транзистора (на одно плечо схемы) значения Lд увеличивают в 2 раза, а Сд уменьшают в 2 раза, а для симметрии схемы оставляют два сопротивления Rд
Сд=483 пФ
Lд=36.8 нГн
2.5 Расчет фильтра нижних частот
Для фильтрации гармоник тока коллектора в широкополосных передатчиках применяют переключаемые фильтры (ФНЧ или полосовые) с коэффициентом перекрытия по частоте Kf не более 1.6-1.7, т.е. делят рабочий диапазон на несколько поддиапазонов и в каждый устанавливают свой фильтр, переключение, как правило, осуществляется синхронно с перемещением по диапазону.
Выберем аппроксимацию частотной характеристики – фильтр Чебышева.
Коэффициент перекрытия передатчика по частоте
(2.26)Kfn=3.75
Число переключаемых фильтров:
(2.27)k*=3
Разобьем весь диапазон, в котором работает радиопередатчик на три:
1. fн=8 МГц fв=12.5 МГц
2. fн=12.5 МГц fв=20.5 МГц
3. fн= 20.5 МГц fв=30 МГц
Рассчитаем фильтр нижних частот для первого диапазона.
Требуемый уровень подавления внеполосных излучений
aтр =40дБ.
При использовании двухтактной схемы уровень подавления высших гармоник
aдт=15 дБ.
Минимально допустимое затухание, которое должен обеспечить фильтр в полосе задержания:
aф=25 дБ.
Производится нормирование частот: при этом частота среза фильтра (fср=12.5 МГц) принимается равной
ωср =1
Частота гарантированного подавления (в данном случае должна подавляться вторая гармоника 2·8 МГц)
(2.28)ωs=1.28
Из приложения 4 [6] определяем порядок фильтра и неравномерность в полосе пропускания.
Фильтр 7 порядка с неравномерностью 0.177 дБ.
Нормированные элементы фильтра:
С'1=1.335
L'2 =1.385
C'3 =2.240
L'4 =1.515
C'5 =2.240
L'6 =1.385
C'7 =1.335
Проведем денормировку параметров фильтра
С= Кс ·С'; L= КL·L';
; 
(2.29)Рис 2.6 Фильтр нижних частот
С1=339.891 пФ
L2=884.23 нГн
C3=570.30 пФ
L4=964 нГн
C5=570.30 пФ
L6=884.2 нГн
C7=339.891 пФ
На рис 2.7. изображен коэффициент усиления по напряжению ФНЧ
Для настройки фильтра каждая емкость представлена в виде параллельного соединения двух конденсаторов постоянного и подстроечного (см приложение 1)
2.6 Расчет трансформаторов на длинных линиях
ТДЛ в оконечном каскаде при использовании двухтактной схемы необходимы для подавления четных гармоник (T1) и согласования оконечного каскада с нагрузкой (Т2, Т3). Расчет ТДЛ производился по методике, изложенной в [5].
Выбор требуемых значений индуктивностей трансформаторов
Трансформатор Т1:
ωн·Lпр1>>Rкэ
Пусть ωн·Lпр1=15Rкэ=93.75 Ом, тогда
Lпр1=1.865 мкГн
Трансформатор Т2:
; 
; 
(2.30)Lпр2=7.46 мкГн
Трансформатор Т3
; 
(2.31)Lпр3=2.49 мкГн
Выберем феррит 400НН‑1 с
μн=400±80
Допустимые удельные потери P'ф=0.2–1Вт/см3
fкр=3.9 МГц при Q=50
fкр=6.0 МГц при Q=10
Расчет Т1:
Выберем стандартный кольцевой ферритовый сердечник
D=25мм, d=12 мм, h=9мм
Выберем кабель РП‑6–7–11
Волновое сопротивлениеW=6.3 Ом
Погонная емкость Спог=780 пФ/м
Допустимое напряжение Uдоп=300 В
Допустимый ток Iдоп=11 А
Амплитуда магнитной индукции при допустимых потерях:
(2.32)на частоте fн Q=40
B8раб ≤0.012–0.028 Тл
B30раб≤4.62·10-3-0.01 Тл
С запасом примем
B8раб=6·10-3 Тл
B30раб=2.3·10-3 Тл
Определяем минимальный объем сердечника на частоте fн=8 МГц:
(2.33)Uпр =23.45 B
Vмин=1.629 см3
Выберем сердечник с:
внешним диаметром D=25 мм;
внутренним диаметром d=12 мм;
высотой h=9 мм.
Средний диаметр ферритового кольца Dcp=0.5 (D+d) (2.34)
Dср=1.85 см.
Сечение сердечника S=0.5h (D-d) (2.35)
S= 0.585 см2
Объем сердечника V=π·Dср·S (2.36)
V=3.4 см3
Число витков кабеля
(2.37)ω1=2.76=3 витка
Продольная индуктивность
(2.38)Lпр.расч=4.55 мкГн
Рассчитанная индуктивность получилась больше требуемой: уменьшим число витков
ω =2 витка
Lпр.расч=2.02 мкГн
Длина линии lл =(D-d+2h) ω (lл<0.02λ)
lл=6.2 см
Трансформатор Т3:
ТДЛ Т3 можно намотать на том же сердечнике, что и Т1. При этом необходимо использовать другой кабель.
Выбор кабеля
Волновое сопротивление
Rвх – сопротивление двухтактной схемы
W=25 Ом
Кабель КВФ‑25
a=2.49 мм; с=1 мм;
Амплитуда магнитной индукции при допустимых потерях была определена при расчете трансформатора T1.
Число витков определяется в соответствии с (2.37)
ω 3 =4 витка
Продольная индуктивность (2.38):
Lпр. расч=8.09 мкГн
Оценим величину магнитной индукции первого сердечника
(2.39)ω – общее число витков трансформаторов Т1 и Т3
На частоте fн=8 МГц
B8раб=1.14·10-3 Тл
На частоте fв=30 МГц