Проектирование судового радиоприёмного устройства (стр. 6 из 7)
При практической реализации информационных трактов аналоговых РПУ часто используются квазиоптимальные фильтры, у которых форма частотной характеристики заранее задана и максимум отношения сигнал-шум обеспечивается лишь соответствующим подбором полосы пропускания этой частотной характеристики. При существенном аппаратурном упрощении квазиоптимальные фильтры позволяют для простых сигналов получать результаты, близкие к результатам, получаемым с оптимальными фильтрами. Например, для одиночного радиоимпульса длительностью tи с прямоугольной огибающей квазиоптимальный полосовой фильтр с частотной характеристикой, имеющей прямоугольную форму, и оптимальной полосой пропускания Попт =1,37/tи дает по сравнению с оптимальным фильтром проигрыш в отношении сигнал-шум 1,22 раза, или 0,8 дБ. При реальных (не прямоугольных) частотных характеристиках фильтра, проигрыш оказывается еще меньше. Заметим, что ПФ 2-го порядка (частотная характеристика которого аналогична характеристике одиночного LC-контура) превращается в идеальный интегратор огибающей сигнала, если его полоса пропускания по уровню 0,7 меньше 0,2/tи.
Однако такой фильтр, почти оптимальный при приеме одиночных посылок сигнала, становится неоптимальным при приеме двоичных сигналов, когда посылки напряжения (или радиоимпульсы) следуют друг за другом без паузы. Это объясняется появлением в таком фильтре межсимвольных помех - «запоминания» предыдущей посылки, которая накладывается на последующую. Для борьбы с этим явлением используется схема так называемого кинематического фильтра (рис. 2.6, б), в котором интегратор с помощью переключателя S каждый раз в конце приема очередной посылки возвращается в исходное состояние.
Применение приборов с переносом заряда
Наиболее эффективно применение приборов с переносом заряда (ППЗ), к которым относятся приборы "пожарных цепочек" (ППЦ) и приборы с зарядовой связью (ПЗС) для фильтрации сигнала. Последовательный (конвейерный) характер обработки сигнала в ПЗС и ППЦ наибе-лее соответствует созданию на них трансверсальных (нерекурсивных) фильтров (рис.11, а). Весовые коэффициенты ki на рис. 11, а определяют импульсную дискретизованную во времени характеристику фильтра. Принцип построения фильтров на ПЗС и ППЦ подобен построению фильтров на цифровых схемах, аналогично производится и расчет этих фильтров.
Рис. 9. Структурная схема и схема включения ИС К593БР1 (а) и ИС. К528БР1 (б). а также тактовые импульсы (в)
Рис. 10. Схема включения двух линий задержки
Достоинством фильтров на ПЗС и ППЦ по сравнению с цифровыми является отсутствие АЦП, более простая структура, существенно меньшие габариты и потребление мощности при большем быстродействии.
Неразрушающие информацию отводы в ПЗС реализуются с помощью добавочных диффузионных областей либо с использованием плавающих затворов, в которых в свою очередь должен быть подключен усилитель.
Для реализации весовых коэффициентов используется ряд схемотехнических методов, в частности метод разрезания электродов, изменение сопротивления нагрузки считывающего усилителя и т. п. Для изменения знака коэффициента взвешенные сигналы суммируются раздельно по двум шинам, с которыми сигналы потом подаются на вычитающее устройство.
Более перспективно программируемое задание коэффициентов (программируемые фильтры на ПЗС), которое может осуществляться с помощью изменения крутизны аналогового перемножителя, проводимости МОП- транзисторов, используемых в качестве переключателей. Большой интерес представляют фильтры на ПЗС, в которых коэффициенты в двоичной форме хранятся в ПЗУ, откуда периодически вводятся в аналоговый динамический регистр коэффициентов с помощью ЦАП и сканирующего регистра (рис. 11, б). Регистр коэффициентов представляет собой набор МОП- емкостей. Недостатком такого метода является необходимость регенерации информации в аналоговом регистре (время хранения коэффициентов не более 2 с) и наличие 2-уровневой памяти (ПЗУ — аналоговый регистр).
Рис. 11. Структура непрограммируемого (а) и программируемого (б) трансверсального фильтра на приборе с зарядовой связью
Другим вариантам хранения коэффициентов является использование статического цифрового регистра коэффициентов. В качестве перемножителей в этом случае применяется множительный ЦАП (МЦАП) по одному в каждом отводе ЛЗ. Из-за большей сложности этот вариант применяется только для фильтров с малым числом элементов задержки (N < 32).
Хотя теоретически для реализации не рекурсивных фильтров с характеристиками, близкими к характеристикам аналоговых фильтров, требуется бесконечно большое число отводов от ЛЗ, приемлемые для практики результаты получаются и при числе отводов не более 32 (рис. 12). Число элементов задержки порядка 32 при существующем уровне развития технологии считается оптимальным с точки зрения максимума отношения сигнал-шум на выходе и максимума затухания передачи в полосе задерживания фильтра. Существенным достоинством трансверсальных фильтров является линейность их фазовой характеристики.
Наряду с трансверсальными, на ПЗС строят и рекурсивные фильтры. Однако при реализации таких фильтров на ПЗС не является принципиальным основное достоинство этих фильтров — использование малого числа элементов задержки. В то же время для рекурсивных фильтров необходима большая стабильность коэффициента передачи, высокая точность при суммировании, что просто осуществляется в многоразрядных цифровых процессорах, но плохо реализуется на ПЗС. Кроме того, рекурсивные фильтры из-за многократного суммирования сигнала обладают существенно меньшим динамическим диапазоном, чем нерекурсивные. Из-за многократного преобразования напряжения или тока в заряд" у рекурсивного фильтра на ПЗС ухудшается линейность амплитудной характеристики и возрастают шумы.
Важным частным случаем применения фильтров является согласованней фильтрация. Импульсная характеристика такого фильтра является зеркальным отображением входного сигнала, поэтому согласованный фильтр можно построить по схеме обычного частотного фильтра (рис. 11, а), при соответствующем выборе весовых коэффициентов. Очевидно, что и любой программируемый ПЗС трансверсальный фильтр (например, на рис. 11, б) может использоваться в качестве согласованного.
Согласованные ПЗС фильтры комплексного сигнала .выполняются по классической схеме где в качестве СФС и СФS применяются фильтры типа изображенных на рис. 11, согласованные с действительной и мнимой составляющей входного сигнала.
Наиболее простую структуру имеет фильтр, согласованный с псевдослучайной импульсной последовательностью. Коэффициенты такого фильтра принимают только два значения + 1 или — 1, число элементов задержки равно числу импульсов в псевдослучайной последовательности. Для получения таких коэффициентов обычно соответствующий считывающий электрод в зависимости от знака коэффициента присоединяется к одной из суммирующих шин «плюс» или «минус». Сигналы с этих шин подаются на дифференциальный усилитель, где и происходит окончательное их суммирование с учетом знаков (рис. 13).
На одном кристалле, кроме ПЗС, расположены схемы согласования ТТЛ- и МОП- логики, формирователи тактовых импульсов, усилители считывания, выходные амплитудные детекторы.
Иначе реализована схема программируемого фильтра с двоичными коэффициентами на 32 элемента задержки в ИС К528ХК1 (табл.1). В отличие от предыдущего фильтра аналоговый сигнал не перемещается по аналоговому регистру, а записывается последовательное каждую ячейку памяти двухканального аналогового ЗУ с помощью селектора (сканирующего регистра записи и соответствующих переключателей). Синхронно с записью вдоль регистра кода коэффициентов (динамического цифрового сдвигового регистра) перемещаются значения двоичных коэффициентов, которые через буферный регистр с помощью МОП переключателей считывают (без разрушения) информацию о выборке сигнала на шину «плюс» или «минус» внешнего сумматора. Считывание производится в противофазе одновременно с обоих аналоговых ЗУ. Достоинством этого метода является возможность наращивания длины фильтра путем каскадного включения без искажения сигнала, так как здесь отсутствует передача сигнала с фильтра на фильтр. Максимальная длина фильтра определяется временем хранения аналогового сигнала в ячейках памяти, которое составляет 75 мс.
Рис. 12. Амплитудно-частотная характеристика 32-коэффициентного ФНЧ (а) и соответствующая импульсная характеристика (б)
Рис.13. Программируемый фильтр, согласованный с псевдошумом
Рис,14. Структурная схема и схема включения ИС К528ХК
Фильтр управляется от внешнего формирователя тактовых и управляющих сигналов Г1 импульсами амплитудой + 15 В.
Рис.. Структурная схема анализатора спектра, выполненного на одной ИС
Микросхему К528ХК1 можно использовать в качестве согласованного фильтра и при произвольных значениях весовых коэффициентов, если представить каждый коэффициент в виде kl = kln2n + kl n-1 2n-1 + ... + kl 0 20, где kli = ± 1. Для получения отсчета при умножении выборки сигнала на коэффициент kl эта выборка умножается в n + 1 параллельно включенных фильтрах соответственно на коэффициенты kl n,..., kl 0, после чего результат суммируется во внешнем сумматоре с весовыми коэффициентами соответственно 1 ... 1/2n.