Разработка радиоприемника (стр. 6 из 7)
αе = 2∆f/Пфси; (34)
βе = 2fпр/(Qэк.фси×Пфси). (35)
αе = 2×9/19,25 = 0,93;
βе = 2×465/(68,32×19,25) = 0,7
По семейству обобщённых резонансных характеристик для полученных значений αе и βе определим избирательность по соседнему каналу на одно звено фильтра: Se1 = 6,5 дБ.
Определяем количество звеньев ФСИ по формуле:
nфси = Seфси/ Se1, (36)
nфси = 38,83/6,5 =4,18
Применяем 5 звеньев ФСИ
В результате предварительного расчета ВЧ – трака приемника получилось:
5 звеньев фильтра сосредоточенной избирательности, каскад усилителя радиочастоты по расчету отсутствует, в качестве регулируемых каскадов используем первый и последний каскады УПЧ, т.е. один апериодический, другой резонансный.
nн = Д – В, (37)
где Д – заданное изменение сигнала на входе приёмника, [дБ];
В-заданное изменение сигнала на выходе приёмника, [дБ].
Согласно ГОСТ 5651–76, для стационарных радиовещательных приёмников 2‑го класса Д = 30 дБ, В = 10 дБ.
Рассчитываем необходимые пределы изменения коэффициента усиления регулируемых каскадов
nн = 30 – 10 = 20 дБ.
Считая, что регулируемые каскады идентичны, определяют необходимое количество регулируемых каскадов:
Nару = nн/20lgn. (38)
Задаёмся изменением коэффициента усиления одного регулируемого каскада n = 10 и определяем количество регулируемых каскадов
Nару = 20/20lg10 = 1.
В результате предварительного расчета приемника получилось:
5 звеньев фильтра сосредоточенной избирательности, каскад усилителя радиочастоты по расчету отсутствует, в качестве регулируемого каскада используем УПЧ, каскад будет резонансный.
Выбор и обоснование структурной схемы усилителя низкой частоты.
Схему выходного каскада выбираю из следующих данных:
Так как выходная мощность 0,25 Вт, берем схему класса А-В на мощном транзисторе. Выбираем транзистор из справочника КТ 818Б.
Определим максимальную мощность рассеивания на коллекторе транзистора одного плеча усиления.
Рк = 0,6×Рвых/hтрx (39)
Рк = 0,6×0,25/0,7×0,8 = 0,26 Вт
где hтр - коэффициент трансформации равное (0,7-0,8);
x- коэффициент использования напряжения источника питания равное (0,8-0,9).
Выбираем hтр = 0,7; x = 0,8
Рвых. = Рвых./2 (40)
Рвых. = 0,25/2 =0,125 Вт
Определяем коэффициент усиления мощности УНЧ.
Крунч = Рвых / Рвх (41)
Крунч = 0,125/10×10-6= 12500
где Рвх = мощность сигнала низкой частоты потребляемой входной цепью УНЧ.
Для промышленных приемников не превышает 10-20 мВ. При входном сопротивлении транзисторного каскада порядка 500 Ом.
Выбираем Рвх = 1мкВт.
Рассчитать коэффициент усиления мощности и число каскадов предварительного усиления.
Крпред = Крунч / Крвых (42)
Крпред = 125×103/100 = 125
Определяем число каскадов
n = Крпред / Кр (43)
n = 150/100 = 1,25
Таким образом, выбираем два каскада усилителя низкой частоты.
5. Электрический расчет амплитудного детектора
Искажения в детекторе.
Не всегда осознают, что низкочастотный ток, проходящий через резистор нагрузки, протекает также и через нелинейный элемент – диод! Это может явиться причиной искажений продетектированного сигнала.
Как и для любой схемы, где есть элемент с односторонней проводимостью, нежелательное закрывание диода на пиках огибающей будет возникать, если нарушается известное условие: I > i, где I – постоянная составляющая тока через диод, а i – амплитуда низкочастотного тока.
В детекторе на диоде оба эти тока создаются только входным высокочастотным сигналом. Посмотрите на схему наверху. Пусть на нагрузке детектора R1 имеется постоянная составляющая продетектированного напряжения UH и переменная mUH, тогда очевидно:
Если регулятор громкости R1 выведен до предела (движок – в крайнем нижнем по схеме положении), то:
Условие отсутствия искажений I > i выполняется автоматически: ведь всегда m < 1.
Если теперь движок потенциометра перемещен в положение, соответствующее максимуму громкости, то нагрузка детектора для напряжения низкой частоты будет состоять уже из параллельно соединенных R1 и R2, и:
Получается, что при m > R2/(R1 + R2) (в рассматриваемой схеме – при m > 0,5) нарушается условие неискаженного детектирования.
Чтобы уравнять в этом случае нагрузки для постоянного и переменного напряжений, можно увеличить R2: так при R2 = 1 МОм искажения будут отсутствовать даже при 80-процентной модуляции.
Другой способ пояснен на нижней схеме: сопротивления нагрузки детектора для постоянного и переменного напряжений различаются здесь (когда регулятор установлен на максимум) всего на 16%, т.е. до m < 0,84 искажения отсутствуют. Правда, и выходной сигнал снижен вдвое, но с этим можно примириться.
Полоса модулирующих частот.
Дополнительные искажения в детекторе могут возникать для наивысших частот модулирующего напряжения, когда заметная доля тока выделенного сигнала будет протекать через емкость нагрузки CH. Амплитуда общего тока составит, с учетом этой емкости:
Оказывается, при m, близком к единице, условие I > i опять нарушается – с ростом частоты F. В то же время слишком уменьшить CH нельзя (во всяком случае, она должна быть на порядок больше емкости диода).
Путаница с «входным сопротивлением».
Для схемы «последовательного» детектора в книгах обычно дается формула: RBX = 0,5 R.
С входным сопротивлением нелинейных схем дело обстоит непросто. При гармоническом напряжении входной ток детектора является резко несинусоидальным. В этих условиях, если уж вести речь о входном сопротивлении, следует прежде ясно оговорить, какой смысл будет придаваться этому понятию.
Допустим, источник сигнала имеет внутреннее сопротивление RИ. Следует ожидать, что выпрямленное напряжение UH будет (даже при «идеальном» диоде) теперь заметно меньше амплитуды ЭДС сигнала eBX, и тем меньше, чем больше RИ. Этот факт можно приписать влиянию «входного сопротивления» детектора RBX, снижающему напряжение пропорционально RBX /(RИ + RBX).
Даже не решая сложное уравнение, можно будет сделать вывод: искомая величина входного сопротивления не является постоянной; с увеличением RИ эффект детектирования снижается медленнее, чем можно было бы ожидать. Заметим, однако, что здесь RBX получается принципиально во много раз меньше, чем 0,5 R (особенно при малых сопротивлениях источника сигнала).
В итоге, при низкоомном источнике расчет «входного сопротивления» детектора вообще теряет смысл, так как в большинстве случаев оказывается верным простое соотношение:
UH = (0,8…0,9) uBX.
Другое дело, если детектор подключен к колебательному контуру, как чаще всего и бывает в ламповых схемах. Главное, что при этом интересует – снижение добротности, связанное с отбором энергии. Здесь потребуется по-иному определить входное сопротивление детектора:
,где Р – мощность, отбираемая детектором из контура. Из условия баланса мощностей, учитывая, что:
P = U2H/R,
и принимая UH = uBX, получаем знакомое:
RBX = 0,5 R.
Чувствительность детектора.
Для того, чтобы существовал эффект детектирования, требуется выполнение условия, противоположного условию отсутствия отсечки (для линейных схем):
I << i'
Здесь:
I – постоянная составляющая тока через диод (примерно равная uBX/R);
i' – переменная составляющая, условно принимая диод линейным (равна uBX/Ri, Ri – дифференциальное сопротивление диода при токе I). Вводя крутизну характеристики диода S = 1/Ri, получаем условие линейного детектирования:
SuBX >> I
Располагая характеристикой диода, мы смогли бы теперь получить какие-то количественные оценки.
В связи со специфической характеристикой лампового диода (полином степени 3/2), его чувствительность в принципе растет со снижением уровня детектируемых сигналов (S уменьшается намного медленнее, чем I). Однако этот ток никак не может быть сделан меньше начального тока диода, составляющего несколько микроампер.
Понятно, что увеличение нагрузки детектора R повышает чувствительность, так как снижается ток диода.
Уровень пульсаций.
В промежутке между соседними пиками напряжения конденсатор разряжается на нагрузку. Считая процесс разряда линейным, а его длительность равной половине периода частоты сети (это для двухполупериодного выпрямителя, а для однополупериодного – целому периоду), получаем спад напряжения на емкости:
,где, например, для частоты сети 50 Гц
.Принятые допущения приведут к тому, что размах пульсаций по приведенной формуле получится слегка завышенным, но это обеспечит полезный запас расчета.
6. Обоснование выбора схемы приёмника
По результатам предварительного расчёта была составлена электрическая принципиальная схема приёмника ДВ диапазона. В этой схеме входная цепь с внутренней магнитной антенной содержит один диапазон километровых волн.
Рисунок 11 Входная цепь с внутренней магнитной антенной
Настройка на заданные частоты осуществляется двухсекционным блоком конденсаторов переменной ёмкости с воздушным диэлектриком. Связь контура входной цепи с антенной индуктивная. Связь входной цепи с преобразователем частоты емкостная. Выбрал именно эту схему, потому что плюсом этой входной цепи с внутренней магнитной антенной является высокая чувствительность.