Проектування і розрахунок керованих випрямлячів електричного струму (стр. 2 из 4)

Розрахуємо коефіцієнт потужності випрямляча

=K_c·cos( )

1) при

= _n

= 0,955·cos(42,21⁰) = 0,7;

2) при

= _n1

₁ = 0,955·cos(68,26⁰) = 0,35.

Розрахуємо І_{а сер}. і U_{зв. maх} для вибору тиристорів.

Обернену максимальну напругу вибираємо з урахування коливань мережі ±10%, а також з урахуванням комутаційних перенапружень. Тому в формулу розрахункуU_{зв. тaх} вводимо коефіцієнт 1,4:

І_асер. ≥ І_а = І_dн /3

U_{зв. max}≥ 1,05·1,4·Ud0

І_{а сер} ≥ І_а =800/3 = 266,66А

U_{зв. max}≥ (1,05 ·1,4·892,71) =1312,28В.

Виберемо тиристор ТБ353-630-14 :

максимально допустимий середній струм у відкритому стані - І_{а сер} = 630 А, повторююча імпульсна напруга у закритому стані –Uзв.max=1400B.

Характеристики тиристора ТБ353-630-14:

Іа. сер. = 630 А

DUa = 2,5 B

Uзв. тах = 1400В

Uк=3 В

Ік = 300 мА

tвкл = 4 мкс

tвикл. = 41 мкс

Втрати потужності на вентилях розрахуємо за формулою:

DР_а = ma·DU_a·Ia

деma– кількість тиристорів у випрямлячі (для даної схеми становить 6);

DU_а – падіння напруги на тиристорах;

І_а – прямий струм тиристора.

DР_а = 6∙2,5∙630 = 9,45 кВт.

Для розрахунку коефіцієнта корисної дії випрямляча, без урахування споживання енергії СІФК, знайдемо його значення для 2-х випадків: при вихідній напрузі U_d =U_dni U_d =U_dn/2.

Для цього попередньо знаходимо коефіцієнти завантаження для 2-х випадків:

а)

=U_d/U_dn= U_dn/U_dn=1,

= ( ·P_dn)/ ( ·P_dn+ ²·DP_a+ P₀+ ² ·P_k),

деP_dn – номінальна корисна потужність;

DР_а – втрати потужності на вентилях;

Р₀ – втрати у магнітопроводі трансформатора;

Р_к – втрати в обмотках трансформатора.

= (1·528) / (1·528 + 1·9,45 + 2,6 + 1·8,0) = 0,963.

б)

= U_d /U_dn∙2 = 0,5,

= (0,5·528) /(0,5·528 + 0,25·9,45 + 2,6 + 0,25·8,0) = 0,953.

1.2 Розробка СІФК

Для регулювання вихідної напруги випрямляча застосуємо фазо-імпульсний метод. При цьому до складу перетворюючого пристроя не вводять додаткових силових вузлів, а лише у якості вентелів випрямної схеми використовують керовані ключі – як правило, тиристори. Принцип дії регулятора полягає у тому, що за допомогою спеціальної схеми керування забезпечується регульована затримка на вмикання тиристорів відносно переходу через нуль змінної синусоїдальної напруги. Тобто фаза послідовності імпульсів керування змінюється щодо фази синусоїдної напруги.

Перевагою імпульсних методів керування є те, що, перш за все, надлишок енергії тут просто не береться від джерела живлення (а не гаситься на баластному елементі, як, наприклад, у компенсаційному стабілізаторі). Це в ідеалі (якщо вважати елементи регулятора такими, що не мають, наприклад, опору) за принципом побудови регулятора обумовлює величину ККД у 100 відсотках.

Завданням СІФК є генерація імпульсів керування необхідної амплітуди, тривалості і форми, розподіл їх по відповідних вентилях і визначення моменту подачі цих імпульсів відносно переходу змінної напруги через нуль.

СІФК повинна відповідати наступним вимогам:

1) забезпечувати достатню для вмикання тиристорів амплітуду напруги і струму імпульсів керування – (10...20) В, (20...2000) мА;

2) забезпечувати високу крутизну фронтів імпульсів – (150...200) В/ел. градус;

3) забезпечувати регулювання величини кута α у загальному діапазоні з необхідною точністю;

4) забезпечувати симетрію імпульсів керування по фазах випрямляча;

5) забезпечувати достатню для надійного вмикання тиристорів тривалість імпульсів керування – взагалі їх тривалість може складати (π-α), але це не економічно-достатньо, щоб вона була такою, коли струм через тиристор за час дії імпульсу перевищує величину струму утримання;

6) мати високу завадостійкість.

1.2.1 Розрахунок вихідного каскаду

Для забезпечення захисту тиристора від зворотної напруги на керуючому електроді, паралельно керуючому електроду ставимо діод КД212Г, що забезпечує проходження струму не меншого, ніж струм керуючого електроду 0,3А. Він має параметри:

Iпр.max=1А;Uпр.=1,2В; Uзв.max=100В; Iзв.max=0,1мА.

Оскільки напруга керуючого електроду тиристора і напруга захисного діода VD3 різні, введемо в схему обмежуючий резистор послідовно з вторинною обмоткою трансформатора вихідного каскаду, що дозволить вирівняти напругу на виході трансформатора. Задамо, щоб падіння напруги на обмежуючому резисторі дорівнювало двом третім напруги керування,де U_mир.=3 В при струмі керуючого електроду І_m=0,3 А. Тоді вихідна напруга трансформаторастановитиме

U_m = U_mир.· 5/3=3·5/3=5В

Опір обмежуючого резистора

R_обм = (U_m – U_mир.) /I_m⁼ (5-3)/0,3=6,66 Ом

Із номінального ряду опорів вибираємо 6,8 Ом. Для забезпечення формування короткого імпульсу виберемо транзисторний насичений ключ з трансформаторним виходом (рис.5).

Задаємось напругою живлення каскаду Е_k = 25В.

Для забезпечення якомога, більшого коефіцієнта підсилення, частотного діапазону для формування переднього фронту імпульсу, а також допустимих напруги та струму на навантаженні попередньо виберемо транзистор КТ972А з параметрами:

U_{kе доп.} > 2∙ E_k

І_{k доп.} = 4 А; U_{kе доп.} = 65 В; І_{в mах} = 0,5 А;f_а = 20МГц;

r_в= 3 Ом; r_е = 0,08 Ом; r_k=730 кОм;

= 750; U_{kе п.} = 1,5 В.

Рис.5. Транзисторний насичений ключ з трансформаторним виходом

Звідси коефіцієнт підсилення:

= /( + 1) = 750/(750 + 1) = 0,9986.

n = U_m/Е_k = 5/25

0,2.

Колекторний струм насичення

I_{k нас.} = І_m∙n = 0,3∙0,2 = 0,06 А.

Максимальні струми та напруги в схемі виберемо з коефіцієнтом запасу К_zi=К_zи=0,8.

Звідси І_{k mах} = К_zі∙ I_{k доп.}= 0,8∙ 4 = 3,2 А

Опір навантаження, перерахований до первинної обмотки трансформатора при дії напруги додатньої полярності

R_н = U_m/І_m∙ n² = 5/(0,3∙ 0,2 ²) = 416,66 Ом.

Індуктивність намагнічування трансформатора вибираємо такою, щоб максимальний колекторний струм I_{k mах} в імпульсі не перевищував допустимого значення:

Lmin=(Ek/(Ik max-(Ek/Rн))) ∙ t

L_min=(25/(3,2-(25/416,66))) ∙4∙10^-6 = 3,185 ∙10^-5Гн

Для конструктивного розрахунку вибираємо значення індуктивності 33мкГн. Знаходимо максимальний струм намагнічування

j_max=(E_k/L) ∙t= (25/0,000033) ∙4∙ 10^-6 = 3,03 A

Звідси максимальний струм Imnз урахуванням колекторного струму насичення

І_mn =j_mах +І_{k нас} = 3,03 +0,06 =3,09 А.

Струм бази насичення І_{б нас.} = І_mn/

= 3,09 / 750 = 4,12 мА.

Відповідна напруга насичення U_{бе н} становить 0,9 В.

Величину допустимого викиду напруги знаходимо з урахуванням коефіцієнта завантаження за напругою К_zи.

U_md=U_kemax– E_k= K_zu∙ U_{ke доп}- E_k = 0,8∙65- 25 =27 В.

Знаходимо еквівалентне значення шунтуючого резистора

Rш _екв=U_md/0,74∙ j_mах = 27/ 0,74 ∙3,03 =12,04 Ом.

Враховуючи, що при закриванні транзистора, напруга на вторинній обмотцітрансформатора має зворотню полярність, то навантаження в цей момент шунтується діодом. Задаючись напругою на відкритому діоді U_d=1,2B, знаходимо при цьому струм вторинної обмотки трансформатора, який рівняється також струму діода:

I_m = (U_m -U_d)/R = (5- 1,2)/6,8 = 0,558 А.

Перевіряємо умову неперевершення знайденого струму максимального струму діода. Умова виконується.

Знаходимо перерахований опір до первинної обмотки трансформатора:

Rнп=U_m/I_m∙n² = 5/0,558 ∙ 0,2 ² = 224 Ом.

Реальне значення шунта, що підключається до первинної обмотки трансформатора становить:

R_ш =R_нп ∙R_{ш екв}/( R_{н п} – R_{ш екв} )=224 ∙ 12,04 /(224-12,04) =12,72 Ом

Вибираємо значення опору 13 Ом.