Устройства РВК (стр. 8 из 13)
8.5.2 Диафрагмы в прямоугольном волноводе
Диафрагмами называют тонкие металлические перегородки, частично перекрывающие поперечное сечение волновода. В прямоугольном волноводе наиболее употребительны симметричная индуктивная, симметричная емкостная и резонансная диафрагмы, показанные на рисунке 8.10.
а)
б)
В)
Рисунке 8.10 – Диафрагмы в прямоугольном волноводе
В индуктивной диафрагме (рис. 8.5.2, а) поперечные токи на широких стенках волновода частично замыкаются через пластины, соединяющие эти стенки. В магнитном поле токов, текущих по пластинкам диафрагмы, запасается магнитная энергия. Схема замещения индуктивной диафрагмы представляет собой индуктивность, включенную параллельно в линию передачи. Нормированную реактивную проводимость индуктивной диафрагмы bL определяют по приближенной формуле:
bL≈- (λв/а)ctg2(πdL/2а), (8.18)
где λв – длина волны в волноводе;
а – размер широкой стенки волновода;
dL – ширина зазора диафрагмы.
Емкостная диафрагма (рисунок 8.10, б) уменьшает зазор между широкими стенками волновода, между кромками диафрагмы концентрируется поле Е и создается некоторый запас электрической энергия. Поэтому схемой замещения емкостной диафрагмы является емкость, включенная параллельно в линию передачи. Нормированная реактивная проводимость емкостной диафрагмы bс определяется по приближенной формуле:
bС≈- (4b/λв)ln cosec(πdC/2b), (8.19)
где b – размер широкой стенки волновода;
dC – ширина зазора диафрагмы.
Емкостная диафрагма сильно снижает электрическую прочность волновода.
Резонансная диафрагма (резонансное окно) - металлическая пластинка с отверстием прямоугольной или овальной формы (рисунок 8.10, в), содержащая в себе элементы индуктивной и емкостной диафрагм. Размеры отверстия резонансной диафрагмы могут быть выбраны так, чтобы на заданной резонансной частоте диафрагма не оказывала влияния на распространение волны Н10 в волноводе, т. е. имела нулевую проводимость. Схема замещения резонансной диафрагмы имеет вид параллельного резонансного контура, включенного в линию передачи параллельно. Приближенно резонансную частоту резонансной диафрагмы определяют из условия равенства волновых сопротивлений линии передачи, эквивалентной волноводу, и отверстия диафрагмы на основании формулы (8.20):
, (8.20) 
. (8.21)Можно убедиться, что выбранной резонансной длине волны λ0 в формуле (8.5.2.4) соответствует множество диафрагм с отверстиями различных размеров, начиная с узкой щели длиной λ0/2 и кончая полным поперечным сечением волновода. Эти резонансные диафрагмы обладают разной внешней добротностью, т. е. добротностью эквивалентного колебательного LC-контура
с учетом влияния согласованной с двух концов линии передачи, в которую включен этот контур.8.6 Расчет рупорного облучателя
Для получения более острой диаграммы направленности и большего усиления сечение стандартного волновода можно плавно увеличивать, превращая волновод в рупор. Рупор обеспечивает согласование волновода с открытым пространством и коэффициент отражения волны обратно в волновод стремиться к нулю. Для волноводов с круглым сечением применяются конические рупоры (рисунок 8.11, г). Для волноводов с прямоугольным сечением, в зависимости от того в какой плоскости происходит расширение применяются секториальные (рисунок 8.11, а, б) и пирамидальные (рисунок 8.11, в).
Пирамидальные рупоры имеют расширение в обеих плоскостях. В дальнейшем, пойдет речь именно на пирамидальных, так как они позволяют сужать диаграмму направленности в обеих плоскостях и, по сравнению с секторальными, равной длинны, имеют большую площадь раскрыва следствии чего их коэффициент усиления больше. Конический рупор имеет свои особенности, достаточно незначительного изменения профиля конического рупора, чтобы в нём изменилась структура поля и поляризация волны по эффективности он близок к пирамидальному. Достоинством рупорных антенн является большая широкополосность, КПД близкий к 100 % очень слабые боковые лепестки и практическое отсутствие заднего лепестка в диаграмме направленности.
Рисунок. 8.11 – Рупорные облучатели:
а, б – секториальные; в – пирамидальный; г – конический
Чем уже диаграмма направленности и больше коэффициент усиления рупорной антенны, тем больше её апертура, то есть. раскрыв рупора. Для конического рупора это его диаметр D, а для пирамидального размер а и b. Но если увеличивать раскрыв рупора при неизменной его длине R, то вскоре возникнут большие фазовые искажения и коэффициент усиления начнёт падать, а диаграмма направленности раздваиваться. Поэтому, увеличивая раскрыв рупора мы должны увеличивать его длину, чтобы фазовые искажения оставались незначительными. Допустим, при определённом раскрыве рупора мы достигли определённого минимума фазовых искажений и продолжаем увеличивать его длину. В этом случае коэффициент усиления будет всё ещё расти за счёт дальнейшего уменьшения фазовых искажений, но уже намного медленней, нежели как при увеличении величины раскрыва и теоретически не может превысить 20% от нынешнего. На лицо противоречие, с одной стороны увлечение раскрыва ведёт к увеличению усиления и сужению диаграммы направленности, с другой к росту фазовых искажений сводящих всё на нет, но которые компенсируются увеличением длинны рупора. Следовательно, есть некоторое оптимальное соотношение этих параметров.
Оптимальным называется рупор, размеры раскрыва a и b которого подобраны таким образом, чтобы при заданной длине рупора R получить максимальный КНД. Максимальные значения DE и DH на графиках (рисунок 8.12, а, б) соответствуют оптимальным параметрам секторальных рупорных антенн. Анализ показывает, что в Е - секторальном рупоре максимум КНД достигается при:
(8.22)где
– оптимальная длина и ширина раскрыва рупора.В H - секторальном
(8.23)где bp – ширина раскрыва рупора.
На таблице вершины этих линий соответствуют оптимальным рупорам при их заданной длине R от шести длин волн до 100. Горизонтальная шкала проградуирована размерами раскрыва в длинах волн ap/ λ т.е. Раскрыв в 2 длинны волны в 2.5 в 3 и так далее. Вертикальная шкала показывает теоретическое усиление антенны в Дб, без учёта раскрыва рупора в плоскости E на величину bp, но чтобы учесть влияние от раскрыва рупора в плоскости Е и получить практическое реальное усиление, надо умножить значение на вертикальной оси на значение bp/ λ . Например по горизонтальной оси выбирается антенна с раскрывом в 5λ, это соответствует 40 Дб по вертикальной шкале. Если принять, что bp=9см, а длинна волны λ =12 см 3мм, то bp/ λ =0.73 тогда d=40х0.73=29.2 Дб усиление реальной антенны. Положение с расчетами Е-сектороиального рупора, аналогично.
а б
Рисунок 8.12 – Зависимость коэффициента направленного действия Е – секториального рупора (а) и Н – секториального рупора (б) от относительной ширины раскрыва при различной длине волны рупора
Пирамидальный рупор будет оптимальным, если оптимальны соответствующие ему Е- и Н-секторальные рупоры. Формулы (8.22) и (8.23) применимы к пирамидальному рупору с размерами раскрыва a в Н-плоскости и b в Е-плоскости. При определения оптимальной длины пирамидального рупора следует выбрать большую из величин и, найденных из формул (8.22) и (8.23).
Разработка конструкции устройства радиоволнового фазометрического контроля радиопрозрачных изделий представлена на чертеже общего вида.
Волновод, по которому распространяется электромагнитная волна, представляет собой металлическую трубу прямоугольного сечения (а=23 мм и b=10 мм). Толщина стенок волновода 2 мм. Длина волны в волноводе λв= 44 мм; критическая длина волны типа H10 λкрН10=46 мм; рабочее значение частоты f=9,38 ГГц. Для соединения волноводов и функциональных устройств СВЧ тракта используются типовые контактные фланцевые соединения.
Направленная передача электромагнитной волны осуществляется с помощью направленного ответвителя. Были произведены расчеты основных характеристик: переходное ослабление направленного ответвителя С=20 дБ; эффективная направленность Dэфф=38,1 дБ; собственная направленность Dсоб=80 дБ. Также был произведен расчет конструкции НО, в котором было определено: расстояние между центрами отверстий связи l=9,6 (мм); количество отверстий связи в общей стенке НО N≥-=6 шт; диаметры отверстий связи d1 = d6 = 3,30 мм, d2 = d5 = 4,40 мм, d3 = d4 = 6,30 мм. Конец вторичной линии волновода нагружен на встроенную согласованную нагрузку с КСВ=1,05.
При измерении модуля и фазы коэффициента прохождения применяется образцовый фазовращатель (φ0=360°, Δφ=0,2°).
Основным элементом схемы фазометра является балансный (или суммо-разностный) фазовый дискриминатор, состоящий из Двойного Т-образного моста, на два взаимно развязанных входа которого поступают опорный и измеряемый сигналы. К двум выходным плечам присоединяются волноводные смесительные камеры с низкочастотным выходом.