Компьютерная схемотехника (стр. 31 из 32)
- коэффициент преобразования DUвых/DP, мВ/kПа – 0,057;
- входное сопротивление Rвх, кOм – 1,8.
Наконец в задании указывается на необходимость измерения температуры, которая изменяется в диапазоне 0...500С. Для этого выбран датчик фирмы «AnalogDevices» типа ТМР12 с параметрами:
- диапазон рабочих температур, °С: -40…+100;
- абсолютная погрешность в рабочем диапазоне температур, °С - ±3;
- максимальный потребляемый ток, мA – 600.
10.6.1.2Выбор нормирующих преобразователей
Тип нормирующего преобразователя определяется видом и диапазоном изменения аналоговых сигналов, снимаемых с выходов выбранных выше датчиков, а также диапазоном изменения аналогового напряжения АЦП, которое составляет, например, 0...+5В.
Так, для канала измерения расхода в качестве нормирующего преобразователя используется резистор значением 1 кОм. Выходной ток, снимаемый с выхода датчика расхода и изменяющийся в диапазоне: 0...5мА, протекает по этому резистору и формирует напряжение UДР=(0...5мА)×1Ком=0...5В.
Для канала измерения давления в качестве нормирующего преобразователя использован делитель напряжения (рисунок 10.50), т.к. с выхода выбранного датчика давления снимается сигнал в диапазоне 0...40в.
Рисунок 10.50
Напряжение на выходе делителя Uвых=Uвх.фнч определяется соотношением резисторов R1 и R2:
.(10.26)С выхода датчика давления поступает напряжение в диапазоне от 0 до 40 В, который необходимо привести к диапазону входных напряжений АЦП, составляющему 0…5 В.
Из выражения 10.26 можно заметить, что соотношение между резисторами R1 и R2 имеет вид :
.(10.27)Подставив в 10.27 значение Uвх и Uвых, получим:
.Приняв R2=2кОм, получим R1=2×7=14 кОм.
Для канала измерения температуры в качестве нормирующего преобразователя использован масштабирующий усилитель (рисунок 10.51), т.к. с выхода датчика температуры снимается сигнал в диапазоне 0...0,45В.
Рисунок 10.51
Коэффициент усиления этого усилителя определяется выражением, вывод которого предоставлен ниже:
Будем считать, что ИМСОУ (DA1) близка к идеальной. Тогда:
Кu.имсоу®¥;(10.28)
Rвх®¥;(10.29)
Rвых®¥.(10.30)
Выходное напряжение рассматриваемого усилителя определяется выражением:
Uвых = Uос + DU + Uвх = Iос R2 + DU +Uвх.(10.31)
При выполнении (10.28) DU®0, тогда (10.31) примет вид:
Uвых = Uос + Uвх = Iос R2 + Uвх.(10.32)
Поскольку при выполнении условия (10.29), ток Iи®0, то Iос=IR1. Подставляя последнее в (10.32), получим:
Uвых = IR1R2 + Uвх.(10.33)
Для определения значения IR1 запишем выражение, связывающее Uвх, DU и UR1:
Uвх = DU + UR1 = DU + IR1R1.(10.34)
Последнее с учетом (10.28) примет вид:
Uвх = IR1R1.(10.35)
Отсуда получим
и, подставляя его в (10.33), запишем:Uвых = 
·R2 + Uвх = Uвх( 
),(10.36)
откуда коэффициент усиления:
.(10.37)В свою очередь значение резистора R3 рассчитывается по формуле:
.(10.38)Задаваясь значением резистора R1 и из формулы (10.38), получим выражение для расчёта R2 по известному значению коэффициента усиления Ku:
. (10.39)Рассчитываем требуемое значение коэффициента усиления
Задаемся значением резистора R1=10 кОм и определяем величину резистора R2: R2=(11,1-1)·10кОм=101кОм.
В соответствии с номинальным рядом стандартных значений резисторов Е192 принимаем R2=101кОм.
Рассчитываем значение резистора R3:
кОм.Принимаем R3=9,1кОм .
При вводе сигналов, снимаемых с датчиков в виде аналоговых напряжений, часто необходимо исключать прохождение высокочастотных помех на вход АЦП, которое формирует цифровой сигнал для микропроцессорного устройства обработки информации. Для этого используют активные фильтры нижних частот (ФНЧ).
На рисунке 10.52 приведены амплитудно-частотные характеристики (АЧХ) идеального и реального ФНЧ.
Рисунок 10.52
Диапазон или полоса частот, в которых сигналы проходят с минимальным затуханием, называется полосой пропускания, а диапазон, в котором сигналы подавляются, образуют полосу задерживания. Более толстой линией на рисунке 10.52 показана логарифмическая АЧХ идеального ФНЧ с полосой пропускання 0£ω£ωc и полосой задерживания ω>ωc. Частота ωc между этими полосами называется частотой среза. Значение А, дБ, идеального ФНЧ в полосе пропускания равно А0, а в полосе задерживания – нулю. На практике невозможно реализовать эту идеальную характеристику, поскольку потребуется сформировать очень узкую переходную область.
АЧХ реальных АФ ближе приближаются к идеальным для фильтров более высокого порядка. Однако, повышение порядка связано с усложнением схем и более высокой стоимостью.
Основная проблема при проектировании фильтра заключается в приближении реальной АЧХ с заданной степенью точности к идеальной при наименьших затратах. Пример такой реальной характеристики показан на рисунке более тонкой линией.
На практике должны быть определены и четко разграничены полосы пропускания и задерживания. В качестве полосы пропускания выбирается диапазон частот, где значение АЧХ больше или равно некоторого, заранее выбранного числа, обозначенного А1, а полосу задерживания образует диапазон частот, в котором амплитуда меньше определенного значения, например, А2. Интервал частот, в котором характеристика постоянно спадает, переходя от полосы пропускания к полосе задерживания, называется переходной областью. Изображенная на рисунке 10.52 АЧХ реального фильтра имеет полосу пропускания в диапазоне частот 0£ω£ωc, полосу задерживания в диапазоне ω£ωc и переходную область в диапазоне ωc£ω£ω1.
Одной из основных задач, решаемых при проектировании АФ, является отыскание аналитической аппроксимирующей функции, которая с требуемой точностью воспроизводит заданную по условиям АЧХ.
Существует несколько типов стандартных типов фильтров, которые могут использоваться для аппроксимации заданных АЧХ проектируемых АФ: фильтры Баттерворта, Чебышева, инверсные Чебышева и эллиптические.
Фильтры Баттерворта обладают монотонной (максимально плоской ) АЧХ; АЧХ фильтра Чебышева содержит пульсации (колебания коэффициента передачи) в полосе пропускания и монотонна в полосе задерживания; АЧХ инверсного фильтра Чебышева монотонна в полосе пропускания и обладает пульсациями в полосе задерживания, а АЧХ эллиптического фильтра обладает пульсациями как в полосе пропускания, так и в полосе задерживания.
Одним из основных методов проектирования АФ, у которых значение порядка n>2, являются каскадное соединение звеньев 1-го и 2-го порядков, что позволяет получить фильтр любого высокого порядка.
Как видно из рисунка 10.53 каскадное соединение фильтров 1-го и 2-го порядков дает фильтр 3-го порядка, каскадное соединение двух фильтров 2-го порядка дает фильтр 4-го порядка и т.д. Увеличивая число соединяемых фильтров 1-го и 2-го порядков, можно получить фильтр любого нужного нам порядка.
Рисунок 10.53
Фильтры четных порядков строятся из n/2 каскадов 2-го порядка, где n- порядок фильтра. Суммарный коэффициент передачи АФ, собранного каскадным соединением фильтров 1-го и 2-го порядков, равен произведению коэффициентов передачи исходных звеньев.
Существует несколько способов схемной реализации АФ: на ИНУН, биквадратный фильтр и другие.
Одной из наиболее простых схем АФ, реализующей требуемые передаточные функции отдельных звеньев фильтра, является схема с многопетлевой обратной связью (МОС) (рисунок 10.54).
Рисунок 10.54
Схема имеет такое название потому, что она содержит два пути прохождения сигнала обратной связи: через резистор и через конденсатор.
Фильтр с МОС имеет хорошую стабильность характеристик, низкое входное сопротивление и может эффективно применяться для значений коэффициента усиления, не превышающего 10.
На кафедре АУТС разработан пакет прикладных программ для расчета активных фильтров, который может быть использован в данной работе. В качестве схемы выбран фильтр с МОС.