Разработка монокристального монофункционального регулятора напряжения для бортовой сети автомобиля (стр. 3 из 10)
Соотношение эталонного пилообразного напряжения, напряжения на выходе резистивного делителя напряжения и напряжения на базе выходного транзистора приведены на рис. 2.2.2.
3) Если напряжение на входе микросхемы будет незначительно отличаться от номинального в ту или иную сторону, то компаратор сработает по "пиле" ранее или позднее ее середины, что будет соответствовать частоте на выходе компаратора 5 и на базе выходного транзистора 13 со скважностью меньшей 2 и большей 2, соответственно. В случае Q < 2 длительность импульса будет больше длительности паузы, то есть выходной транзистор будет больше открыт, чем в случае, соответствующем напряжению настройки на входе микросхемы. Таким образом, ток через обмотку возбуждения будет увеличен и напряжение в сети также увеличено. В случае Q > 2, наоборот, длительность паузы больше длительности импульса, то есть выходной транзистор будет больше закрыт, чем в случае, соответствующем напряжению настройки (Q = 2). Таким образом, ток через обмотку возбуждения будет уменьшен и напряжение в сети также уменьшено.
Рис. 2.2.2. Диаграмма, соответствующая напряжению настройки
Для повышения надежности и долговечности работы аккумуляторной батареи необходимо предусмотреть температурную зависимость изменения напряжения настройки (чаще всего отрицательного). Для этих целей в данном регуляторе напряжения предусмотрен датчик температуры 7, который определяет температурный коэффициент напряжения настройки (ТКН). Работа этого узла основана на изменении под влиянием температуры окружающей среды напряжения постоянной составляющей пилообразного напряжения, то есть уровня эталонного напряжения. Благодаря этому напряжение настройки будет изменяться при изменении температуры окружающей среды. При отрицательном ТКН при увеличении температуры будет наблюдаться уменьшение значения напряжения настройки и, наоборот.
Рис. 2.2.3. Диаграммы, поясняющие работу регулятора напряжения при незначительном отклонении напряжения в сети от напряжения настройки
В рассматриваемом регуляторе напряжения также предусмотрен ряд защит: от перенапряжения в сети, от высоковольтных коротких по времени импульсов, "проскакивающих" по бортовой сети автомобиля, от опасных всплесков напряжения в бортовой сети, возникающих из-за обрыва цепи обмотки возбуждения, которая имеет значительную индуктивность.
Функцию защиты от перенапряжений в сети выполняет блок защиты 1 – 6. При повышении напряжения в сети выше определенного уровня компаратор 5 на блок защиты 1 подает соответствующий сигнал, который блокирует работу триггерного устройства и выходной транзистор 13 полностью закрывается, в результате чего ток через обмотку возбуждения прекращается и напряжение на выходе генератора будет падать.
2-ую защиту выполняет блок защиты 2, который реагирует на высоковольтные импульсы, защищая выходной транзистор от выхода из строя.
И, наконец, 3-ю защиту выполняет мощный диод 12. Этот диод при закрытии выходного транзистора 13 предотвращает опасные всплески напряжения, возникающие из-за обрыва цепи обмотки возбуждения со значительной индуктивностью. В этом случае ток обмотки возбуждения может замыкаться через этот диод и опасных всплесков напряжения не происходит. Поэтому этот диод носит название гасящего. Стабилизатор напряжения 11 предназначен для питания всех блоков кроме выходного каскада 9.
3. Разработка принципиальной электрической схемы и особенности структуры элементов монокристального регулятора напряжения
3.1 Генератор прямоугольных импульсов
Генератор прямоугольных импульсов предназначен для формирования импульсов прямоугольной формы, которые необходимы для подачи их на цифровую часть микросхемы с целью получения сигналов прямоугольной формы разной частоты.
Принципиальная электрическая схема генератора прямоугольных импульсов приведена на рис. 3.1.1.
Данная схема питается от стабилизатора напряжения с выходным напряжением uпит = 5,7 В. Рассматриваемый генератор обеспечивает на выходе импульсы прямоугольной формы частотой f = 2 кГц и скважностью Q ~ 2.
Работа генератора основана на заряде – разряде конденсатора С1. Время заряда и разряда конденсатора, а, следовательно, время импульса и время паузы определяются величиной емкости конденсатора С1 и параметрами p-n-p- и n-p-n- транзисторов (в основном внутренними сопротивлениями транзисторов).
Схема генератора прямоугольных импульсов работает следующим образом.
В начальный момент, когда конденсатор С1 разряжен, транзистор VT10 закрыт, то потенциал на базе транзистора VT5 определяется делителем напряжения R2, R3 и R7 и будет определяться как
uб (VT5) =
uпит
Рис. 3.1.1. Принципиальная электрическая схема ГПИ
При uпит = 5,7 В получаем:
Таблица 3.1.1
| Т, оС | f, Гц | Прим-ние | Т, оС | f, Гц | Прим-ние |
| -60 -40 -20 0 20 | 1800 1850 1920 2000 2050 | Uпит = 5,7 В, С1 = 37 пФ | 40 60 80 100 | 2150 2235 2350 2500 | Uпит = 5,7 В, С1 = 37 пФ |
Таблица 3.1.2
| С1, пФ | f, Гц | Прим-ние | С1, пФ | f, Гц | Прим-ние |
| 29 31 33 35 37 | 2550 2400 2250 2120 2000 | Uпит = 5,7 В, Т = 27оС | 39 41 43 45 | 1970 1850 1800 1750 | Uпит = 5,7 В, Т = 27оС |
Таблица 3.1.3
| R/Rном | f, Гц | Прим-ние | R/Rном | f, Гц | Прим-ние |
| 0,6 0,7 0,8 0,9 1,0 | 2500 2400 2300 2150 2000 | Uпит = 5,7 В, Т = 27оС, С1 = 37 пФ | 1,1 1,2 1,3 1,4 1,5 | 1850 1720 1550 1470 1350 | Uпит = 5,7 В, Т = 27оС, С1 = 37 пФ |
uб (VT5) =
* 5,7 В = 4,7 В.Так как VT10 закрыт, то на выходе генератора будет присутствовать низкое напряжение. Далее через транзистор VT1 конденсатор С1 будет заряжаться до напряжения, присутствующего на базе транзистора VT5 (4,7 В). При достижении на нем этого напряжения произойдет срабатывание компаратора на транзисторах VT4 и VT5. Одновременно будет повышаться потенциал на коллекторах транзисторов VT7 и VT8, что приведет к открытию транзистора VT10 и увеличению напряжения на выходе генератора, которое будет определяться номиналами резисторов R2, R3, R6 и величиной нагрузки. При подключении генератора к цифровой части микросхемы, использующей принципы интегрально-инжекционной логики, напряжение на выходе будет приблизительно равняться 0,7 – 0,8 В.
При срабатывании компаратора и транзистора VT10 будет наблюдаться процесс разряда конденсатора С1 через транзисторы VT7, VT4, VT9 и резистор R5, которые и будут определять время разряда конденсатора С1. Напряжение на конденсаторе будет уменьшаться до последующего срабатывания компаратора на транзисторах VT4 и VT5, то есть до потенциала, находящегося на базе транзистора VT5, который при открытом транзисторе VT10 будет определяться как
uб (VT5) = VR3 + VКЭ + VR6.
Если пренебречь падением напряжения на открытом транзисторе VT10 и при Rнагр → ∞, то
uб (VT5) =
uпит = 
* 5,7 В = 1,85 В.При достижении данного напряжения будет происходить процесс, обратный вышеизложенному, то есть потенциалы на коллекторах транзисторов VT7 и VT8 уменьшается, транзистор VT10 закроется, напряжение на выходе генератора будет примерно равно нулю.
Диод VT11, выполненный на эмиттерном p-n- переходе n-p-n-транзистора и резистор R1 служат для задания режима работы транзисторов VT6 – VT9.
В интегральном исполнении нормировка токов, определяющих токи зарядки и разрядки конденсатора С1 реализована благодаря различным площадям эмиттеров транзисторов VT6 – VT9. Площади эмиттеров транзисторов VT6 и VT9 в 2 раза больше, чем у транзисторов VT7 и VT9. Транзисторы VT1 – VT3 p-n-p- типа выполнены в латеральном (горизонтальном) исполнении с эмиттерами прямоугольной формы.
Для анализа работы данного генератора проведем моделирование его работы в программе DesignLab8.0. При моделировании p-n-p- транзисторы с двумя коллекторами для простоты анализа заменили двумя идентичными p-n-p- транзисторами с одним коллектором. При этом базы и эмиттеры этих транзисторов объединили.
Для анализа работы генератора определим выходной сигнал в зависимости от изменения температуры, окружающей среды, емкости конденсатора С1, разброса номиналов резисторов в сторону увеличения и уменьшения от номинальных.