Проектирование выходного каскада связного передатчика с частотной модуляцией (стр. 5 из 8)
На этом расчёт цепи питания внешней цепи нашего оконечного мощного каскада заканчивается.
3.5 Расчет цепи смещения
В мощных выходных каскадах, где транзисторы обычно работают с отсечкой тока (в нашем случае q =90°), для получения линейной модуляционной характеристики надо обеспечить постоянство угла отсечки на всём интервале изменения входного тока или напряжения. Это достигается подбором определённого напряжения смещения на базе.
При включении транзистора по схеме с ОЭ величина напряжения смещения Еб в функции от амплитуды Iб и угла отсечки q определяется согласно соотношению:
(3.5.1) 
Рис. 3.5.1 Электрическая схема для подачи смещения на базу
Для достижения q = const при изменении тока базы Iб = var смещение должно быть комбинированным – внешнее от источника Епит и автосмещение от постоянной составляющей тока базы Iб0 на сопротивлении Rавт в цепи базы транзистора:
Еб=Епит – Iб0×Rавт(3.5.2)
Из (3.5.1) и (3.5.2) с учётом (3.3.3), (3.3.16) и соотношения Iк1 / Iк0 = g1(q) / g0(q) следует, что для сохранения постоянного угла отсечки q и, следовательно, коэффициентов g0(q), g0(p-q) при изменениях амплитуды Iб или постоянной составляющей Iб0 необходимо внешним смещением скомпенсировать напряжение отсечки транзистора
Епит = Еотс (3.5.3)
и поставить в схему сопротивление:
(3.5.4)Для подачи смещения на базу воспользуемся схемой (см. рис. 3.5.1) в которой при R1 >> R2ÞRавт > Rдоп, а именно Rавт = Rдоп + R2 и на основании (3.5.4) следуют расчётные соотношения для R2 и R1:
(3.5.5) 
(3.5.6)Подставив в (3.5.5) и (3.5.6) необходимые величины (см. таблицу 3.1 и разделы 3.2 и 3.3) получаем:
Rдоп = 9,478Ом
Через R1 и R2 протекает ток делителя равный Iдел = Епит / (R1 + R2), который может быть соизмерим и даже больше тока базы Iб0. В нашем случае ток делителя равен:
Iдел = 19,5 / (61,17+2,34) = 0,307 А > Iб0 = 0,0376 А,
т.е. Iдел на порядок больше Iб0.
Заметим, что если автосмещение должно быть безынерционным, чтобы успевать следить за изменением огибающей ЧМ (или АМ) сигнала, то внешнее смещение – наоборот, инерционным. Это накладывает ограничения на величины блокировочных конденсаторов в цепи питания:
(3.5.7)Подставляя в это соотношение значения, рассчитанные по (3.5.5) и (3.5.6) получаем соотношение для выбора блокировочной ёмкости:
(3.5.8)На этом, расчёт цепи смещения на базу транзистора заканчивается.
4. Расчёт цепи согласования
4.1 Электрический расчёт
К выходным, межкаскадным и выходным цепям согласования ЦС , установленным в ГВВ, предъявляется ряд требований:
1.) Трансформация нагрузочных сопротивлений на основной частоте;
2.) Обеспечение для входных цепей определённого входного сопротивления Zвх(nw), а для входных цепей – определённого выходного сопротивления Zвых(nw) на частотах высших гармоник;
3.) Обеспечение заданных амплитудно - и фазочастотных характеристик;
4.) Возможность перестройки в рабочей полосе частот и при изменениях нагрузки.
Для работы активного элемента (АЭ) оптимальном (граничном) режиме в выходную цепь необходимо включить сопротивление нагрузки Rгр (в нашем случае, рассчитанное по (3.2.9) Rэк ном = 19,34 Ом). Но сопротивление нагрузки реального потребителя энергии высокочастотных колебаний в общем случае отличается от выходного сопротивления транзистора в граничном режиме (в нашем случае по техническому заданию потребитель ВЧ энергии – фидер с входным активным сопротивлением Rвх фид = 75 Ом). Поэтому первой задачей ЦС (в нашем случае) является преобразование входного сопротивления фидера к выходному сопротивлению оконечного усилительного каскада. Другими словами необходимо трансформировать 75 Ом в » 19,34 Ом, т.е. необходимо ЦС обеспечить коэффициент трансформации ј если смотреть от потребителя.
По предложенной структурной схеме связного передатчика с ЧМ (см. раздел 2) ЦС нет необходимости фильтровать высшие гармоники, т.к. эта задача лежит на «плечах » выходного фильтра. А также для обеспечения важного 4.) - го требования к ЦС целесообразно использовать в качестве ЦС трансформатор на феррите (см. [5] стр. 216) при использовании которого отпадёт необходимость в перестройке ЦС в рабочей полосе частот.
Такие широкодиапазонные трансформаторы с коэффициентом перекрытия по частоте 10…103 и выше выполняют обычно с магнитопроводом и разделяют их на два класса:
- с доминирующеймагнитной связью между обмотками, те обычные трансформаторы;
- с электромагнитной связью между обмотками, образованными отрезками длинных линий, так называемые трансформаторы на длинных линиях (ТДЛ).
Для современных мощных генераторных транзисторов характерны низкие входные и нагрузочные сопротивления, составляющие единицы и даже доли ома. При столь низких нагрузочных сопротивлениях частотные ограничения «сверху» определяются индуктивностями рассеяния, которые не должны превышать единиц и даже долей наногенри, что в обычных трансформаторах обеспечить затруднительно. Поэтому для трансформации столь низких сопротивлений в диапазоне частот 0,1…1000 МГц и выше используют ТДЛ, помещаемых на магнитопроводе из феррита (верхняя граничная частота полосы пропускания такого трансформатора ограничена потерями в линиях, а также индуктивностями выводов соединительных проводов (монтажа) и паразитными межвитковыми ёмкостями, а нижняя частота индуктивностями намагничивания обмоток).
В нашем случае мы в качестве ЦС будем использовать ТДЛ, который изображён на рис. 4.1.1 с коэффициентом трансформации ј (см. выше). При построении трансформатора с коэффициентом трансформации отличным от 1:1, используют N линий (в нашем случае число линий N = 2), включаемых параллельно и последовательно по входу и выходу в различных комбинациях. В нашем случае, соответственно, для обеспечения коэффициента трансформации сопротивления ј достаточно включить две линии с одинаковыми волновыми сопротивлениями rл, параллельно с одной стороны и последовательно с другой (см. рис. 4.1.1).
 |
Рис. 4.1.1 ТДЛ с коэффициентом трансформации ј
Предполагается, что линии достаточно разнесены в пространстве и между их проводниками не образуется дополнительных магнитных и электрических связей. В этом случае, чтобы каждая линия была нагружена на согласованное сопротивление. Необходимо выполнить условие:
Rн = N×rл (4.1.1)
Откуда:
(4.1.2)В нашем случае N = 2, Rн = 75 Ом (входное сопротивление фидера), Uг=Uк max=Uк1 гр =17,032 В (см раздел 3.2).
Подставляя в и (4.1.2) входящие величины имеем:
По техническому заданию мощность на выходе передатчика (на нагрузке) должна быть 6 Вт (с запасом 7,5 Вт) то амплитудные значения напряжения и токав нагрузке можно определить по формулам:
(4.1.3)После подстановки численных значений в (4.1.3) имеем:
Амплитудные значения напряжения и тока в линии можно определить по формулам:
(4.1.4)Подставив в формулы (4.1.4) требуемые величины, с учётом того, что Iкmax = 1,762 А (см раздел 3.2) получаем:
Отметим, что вторую линию у которой продольное напряжение равно 0 (см рис. 4.1.1) нет необходимости наматывать на феррит, хотя длина этой линии должна быть такой же как и у первой.
Теперь можно рассчитать требуемую продольную индуктивность линии по формуле (4.1.5), при условии a1 = 0,201 (d=0,0098) берём из [5] таблицы 3.7 стр. 239 при условии, что m=1 и Dа = 0,0436, где Dа – неравномерноть АЧХ в полосе пропускания в дБ.
(4.1.5)Подставляя в (4.1.5) необходимые величины получаем требуемую продольную индуктивность линии:
Используя данные конструктивного расчёта (см. раздел 4.2) Можно рассчитать амплитуду магнитной индукции в ферритовом сердечнике по формуле:
(4.1.6)В этой формуле S – площадь сечения сердечника, рассчитанная по формуле (4.2.4) и равная 0,225 см2, а w - количество витков кабеля (линии), рассчитанное по формуле (4.2.2) и равное 3,5 витка. Поэтому после подстановки в (4.1.6) численных значений имеем: