СВЧ тракт приёма земной станции спутниковой системы связи

Содержание

Введение.................................................................................................................................... 1. Энергетическийрасчётрадиолинии............................................................................... 1.1. Общиеположения.......................................................................................................... 1.2. Энергетическийрасчёт радиолинииспутник –Земля........................................... 1.2.1. Определениеугла местаи азимутаприёмной антенныземной станции... 1.2.2. Определениемощностирадиосигналана входе приёмноготракта............ 1.2.3. Определениемощности шумана входе приёмникаи коэффициента шумаприёмника................................................................................................... 1.2.4. Определениереальной ипороговойчувствительностиприёмника........... 2.Разработкаструктурнойсхемы СВЧ трактаприёмника.......................................... 2.1. Общиеположения......................................................................................................... 2.2. Сравнительныйанализ структурныхсхем СВЧ трактов................................... 2.3. Выбор структурнойсхемы СВЧ трактаприёма..................................................... 2.4. Выборколичествапреобразованийчастоты.......................................................... 2.5. Малошумящийусилитель.......................................................................................... 2.5.1.ТранзисторныеМШУ.............................................................................................. 3.Разработкафункциональнойсхемы СВЧтракта........................................................ 3.1. Характеристикаэлементовприёмноготракта....................................................... 3.2. Определениеноминаловпромежуточныхчастот и частотгетеродина............. 3.3. Выбор системыАРУ..................................................................................................... 3.4. Распределениеусиления потрактамприёмника................................................... 3.5. Формулировкатребованийк приёмнойсистеме................................................... 4.Выбори расчёт СВЧмалошумящегоусилителя......................................................... 4.1. Бесструктурныемодели транзистораСВЧ.............................................................. 4.2.Системы S-и S'-параметровтранзистора................................................................ 4.3. Расчёт маломощныхусилителейнатранзисторах................................................ 4.3.1. Выбор типатранзистора..................................................................................... 4.3.2. Выбор схемывключениятранзистора............................................................ 4.3.3. Выбор режимаработытранзистора................................................................. 4.3.4. Расчёт согласующихтрансформаторов.................................................................... 4.3.5. Выбор схемыпитания.......................................................................................... 4.4.Расчёт транзисторногоМШУ........................................................................................ 4.5.Составлениетопологическойсхемыусилителя........................................................ 4.5.1.Резисторы............................................................................................................... 4.5.2.Kонденсаторы........................................................................................................ Вывод......................................................................................................................................... Переченьссылок.....................................................................................................................

3 5 5 5 6 10 10 14 15 15 15 18 20 21 23 26 26 28 30 31 33 35 35 35 38 38 38 39 41 45 46 55 57 58 64 65

МІНІСТЕРСТВООСВІТИ І НАУКИУКРАЇНИ

НАЦІОНАЛЬНИЙТЕХНІЧНИЙУНІВЕРСИТЕТУКРАЇНИ

"КИЇВСЬКИЙПОЛІТЕХНІЧНИЙІНСТИТУТ"

ІНСТИТУТТЕЛЕКОМУНІКАЦІЙНИХСИСТЕМ

Кафедра засобівтелекомунікацій

Реєстраційний№ __________ Направах рукопису

Завідувачкафедри

__________________ ( ІльченкоМ.Ю.)

(підпис,дата)

АТЕСТАЦІЙНАБАКАЛАВРСЬКАРОБОТА

натему: НВЧтракт прийомуземноїстанції супутниковоїсистеми зв'язку

знапряму 6.0910 «Електронніапарати»

Виконавецьроботи

АвдєєнкоГліб Леонідович

_________________________

(підпис, дата)

Науковийкерівник:

кандидаттехнічних наук,доцент

МогильченкоМикола Олександрович

_____________________________

(підпис,дата)

КИЇВ 2003 р.

КАЛЕНДАРНИЙПЛАН

Пор.№	Назваетапів бакалаврськоїроботи	Термінвиконанняетапів роботи	Примітка
1	Отриманнязавдання	24.02.2003
2	Підготовкаматеріалів	27.02.2003 – 15.03.2003
3	Вступ	16.03.2003 – 17.03.2003
4	Структурнасхема тракту	18.03.2003 – 1.04.2003
5	Функціональнасхема тракту	2.04.2003 – 15.04.2003
6	Малошумливийпідсилювач	16.04.2003 – 1.06.2003
7	Оформленняроботи	5.06.2003 – 20.06.2003

Студент __________________________

(підпис)

Керівникбакалаврськоїроботи ______________________________

(підпис)

Введение

Использованиеискусственныхспутников Землидля связи ителевидения,оперативногои долгосрочногопрогнозированияпогоды игидрометеорологическойобстановки,для навигациина морскихпутях и авиационныхтрассах, длявысокоточнойгеодезии, изученияприродныхресурсов Землии контролясреды обитаниястановитсявсёболее привычным.В ближайшейи в более отдаленнойперспективеразностороннееиспользованиекосмоса и космическойтехники, в различныхобластях хозяйствазначительновозрастёт.

Для нашей эпохихарактереногромный ростинформацииво всех сферахдеятельностичеловека. Помимопрогрессирующегоразвития традиционныхсредств передачиинформации– телефонии,телеграфии,радиовещания,возникла потребностьв созданииновых еёвидов –телевидения,обмена даннымив автоматическихсистемах управленияи ЭВМ, передачиматриц дляпечатаниягазет.

Глобальныйхарактер различныххозяйственныхпроблем инаучных исследований, широкаямежгосударственнаяинтеграцияи кооперацияв производстве,торговле, научно-исследовательскойдеятельности,расширениеобмена в областикультуры, привелик значительномуросту международныхи межконтинентальныхсвязей, включаяобмен телеви-зионнымипрограммами.

Традиционныесредства связив отношенииих видов, объёма,дальности,оперативностии надёжностипередачиинформациибудут непрерывносовершенствоваться.Однако дальнейшееразвитие ихвстречаетнемалые затруднениякак технического,так и экономическогохарактера.Уже теперьясно, что требования,предъявляемыек пропускнойспособности,качеству, надежностиканалов дальнейсвязи не могутбыть полностьюудовлетвореныназемнымисредствамипроводнойсвязи и радиосвязи.

Сооружениедальних наземныхи подводныхкабельныхлиний занимаетмного времени.Они сложны идорогостоящине только встроительстве,но и в эксплуатации,и в отношениидальнейшегоразвития. Обычныекабельныелинии имеютк тому же сравнительномалую пропускнуюспособность.Намногобольшую пропускнуюспособностьпо сравнениюсо спутниковымисистемами связиобеспечиваютволоконно-оптическиелинии связи,но они болеедорогостоящи.

Значительнобольшей пропускнойспособностью,дальностьюдействия,возможностьюперестройкидля различныхвидов связирасполагаетрадио. Но ирадиолинииобладаютопределённыминедостатками,затрудняющимиво многих случаяхих применение.

Сверхдлинноволновыесистемы радиосвязииз-за ограниченностидиапазонаприменяютсяобычно лишьдля нужд транспорта,авианавигациии для специальныхвидов связи.

Длинноволновыерадиолиниииз-за ограниченнойпропускнойспособностии сравнительномалого диапазонадействия используютсяглавным образомдля местнойрадиосвязии радиовещания.

Коротковолновыерадиолинииобладают достаточнойдальностьюдействия ишироко применяютсяво многих видахсвязи различногоназначения.

Новые путипреодолениясвойственныхдальней радиосвязинедостатковоткрыли запускиискусственныхспутниковЗемли (ИСЗ).

Практикаподтвердила,что использованиеИСЗ для связи,в особенностидля дальнеймеждународнойи межконтинентальной,для телевиденияи телеуправления,при передачебольших объемовинформации,позволяетустранитьмногие затруднения.Вот почемуспутниковыесистемы связи(ССС) в короткийсрок получилинебывало быстрое,широкое иразностороннееприменение.

1.Энергетическийрасчёт радиолинии

1.1. Общие положения

Линия спутниковойсвязи состоитиз двух участков:Земля – спутники спутник –Земля. Основнойих особенностьюявляется большаяфизическаяпротяжённостьи, как следствиеэтого, возникновениезначительныхпотерь сигнала,обусловленныхзатуханиемего энергиив пространстве.При этом сигналподверженвлиянию многихдополнительныхфакторов: поглощенияв атмосфере,фарадеевскоговращения плоскостиполяризации,рефракции,деполяризациии.т.д. На приёмноеустройствоспутника иземной станциикроме собственныхфлуктуационныхшумов воздействуютразного родапомехи в видеизлученияКосмоса, Солнца,планет и атмосферныхгазов. Правильныйучёт влияниявсех факторовпозволяетоптимальноспроектироватьсистему, обеспечитьеё увереннуюработу в наиболеетрудных условияхи в то же времяисключитьизлишниеэнергетическиезапасы, которыемогут привестик неоправданномуувеличениюсложностиземной и бортовойаппаратуры.

1.2. Энергетическийрасчёт радиолинииспутник-Земля

Исходные данные:

- С-диапазонпринимаемыхчастот;

- ширина полосычастот потокаданных:

МГц;

- диаметр приёмнойантенны земнойстанции

м;

- орбита спутниковогоретранслятора:геостационарная;

Необходимо:

а) определитьвеличину мощностисигнала навходе приёмниказемной станции;

б) определитькоэффициентшума приёмника;

в) определитьчувствительностьприёмника.

Расчёт радиолиниипроизведёмдля спутника«Экспресс-А»№1R, предназначенногодля работы вмеждународнойспутниковойслужбе «Интерспутник», находящегосяна геостационарной орбите и имеющегоследующиеосновные характеристики:

- точка стоянияИСЗ на геостационарнойорбите:

в.д;

- диапазон рабочихчастот линии«Космос – Земля»:

=3600…4200 МГц (диапа-зон4 ГГц);

- эквивалентнаяизотропноизлучаемаямощность (ЭИИМ):

дБВт;

- полоса пропусканияствола:

МГц ;

- поляризацияпри передачесигнала : круговаялевая.

Координатыземной станцииспутниковойсистемы связи,расположеннойв г. Киеве таковы: с.ш, в.д.

1.2.1. Определениеугла места иазимута приёмнойантенны земнойстанции

Зная координатыИСЗ, определимугол места

иазимут А. Приэтом необходимодопустить, чтоЗемля являетсянеидеальнымшаром, а возвышениеземной станциинад уровнемморя нулевое.Тогда уголместа

иазимут можновычислить поформуле:

где

км – высотаорбиты надцентром Земли;

км – радиусЗемли.

Подставивзначения, получим:

.

Определимзначениеплотностипотока мощностиЭМВ, создаваемойу поверхностиЗемли:

где

–ЭИИМ, выраженнаяв Вт;

Вт

–расстояниемежду земнойстанцией и ИСЗ,м.

Расстояниемежду ЗС и ИСЗнаходим используягеометрическиесоотношенияиз рис.1.1.

где

–радиус Земли,км; км;

–высота орбитынад экваторомЗемли, км;

Спутник

Гринвичский

меридиан

Рис. 1.1.Геометрическиесоотношениямежду геостационарным спутником иЗС

–дополнительныепотери в атмосфере;

,

где

–дополнительныепотери, выраженныев дБ;

В наиболееобщем случаевеличинудополнительныхпотерь в реальныхусловиях можнопредставитьследующимобразом:

где

–потери в спокойнойатмосфере,определяющиесяпоглощениемэнергии ЭМВв молекулярномкислороде иводяных парахтропосферы.Эти потериувеличиваютсяс уменьшениемугла места, таккак при малыхуглах местарадиоволныпроходят черезбольшую толщуатмосферы.

Для данногослучая при

и частоте диапазона ГГциз графиковна рис.1.2:

дБ

–потери в осадках,определяющиесяпоглощениемэнергии радиоволнв дожде, в связис чем носятстатистическийхарактер.

Для европейскойчасти бывшегоСССР для наиболеевероятнойвеличины временивыпадениядождей

при и ГГц из графиковна рис. 1.3:

дБ

Рис. 1.2. Зависимостьпоглощения радиоволнв спокойнойатмосфе- ре (без дождя)при различныхуг- лах места

Рис. 1.3. Зависимостьпоглощения сигналав дожде от частотыпри раз- личныхуглах места

–потери из-зарефракции инеточностинаведенияантенн. Рефракциярадиоволнприводит кобразованиюугла междуистинным икажущимсянаправлениямина спутник, врезультатечего появляетсядополнительноеослаблениесигнала, вызванноеневерным наведениемантенны земнойстанции и спутникадруг на друга.Угловое отклонение,вызванноерефракцией,составляетнесколькодесятых долейградуса и можетбыть скомпенсированоили сведенок минимумупредварительнойкоррекцией направленностиантенн. Приавтоматическомнаведенииантенн по максимумусигнала влияниерефракциипрактическиисключается.Так как в диапазонах6/4 ГГц и вышевлияние рефракциипренебрежимомало, то не будемего учитыватьвообще. Однакодополнительномогут возникнутьпотери из-занеточностинаведенияантенны, которыезависят отметода и конструкции(включая механическуючасть) устройстванаведения. Этотвид потерьносит неподдающийсяоценке статистическийхарактер, иможет примернона 1 дБ увеличитьобщие потери.

дБ

–поляризационныепотери. Этипотери складываютсяиз потерь, вызванныхнесогла-сованностьюполяризации,потерь, связанныхс эффектомФарадея, и потерьиз-за деполяризациирадиоволн восадках.

Потери, вызванныенесогласованностьюполяризации,возникают врезультатеизменениявзаимной ориентацииантенн земнойстанции и спутника,что имеет рещающеезначение при

использованиилинейнойвертикальнойили горизонтальнойполяризации.Возникающиепри этом потеримогут доходитьдо 10 дБ, однакоиспользованиекруговой поляризациипозволяетсделать этусоставляющуюполяризационныхпотерь достаточномалой. Прикоэффициентахэллиптичностиполяризацииприёмной ипередающейантенн из графика нарис.1.4 эти потерисоставляют:

дБ

Рис.1.4. Зависимостьпотерь из-занесогласованностиполяризациипередающейи приёмнойантенн отэллиптичностиполяризации

Эффект Фарадеязаключаетсяв поворотеплоскостиполяризациирадиоволн поддействиеммагнитногополя Земли иоказываетнаибольшеевлияние насигналы с линейнойполяризацией.Так как в даннойработе используетсякруговая поляризация,значением этойсоставляющейпотерь можнопренебречь.

Потери из-задеполяризациирадиоволн в осадках обусловленынесферичностьюформы и особенностьютраекторийпадения дождя.Этот вид потерьносит статистическийхарактер, связанныйсо статистикойвыпадениядождей. Значениеэтих потерьможно вообщене учитывать.

Таким образомполяризационныепотери равны:

дБ

Тогда суммарныедополнительныепотери энергииЭМВ составят:

дБили

раз.

Плотностьэнергии ЭМВу поверхностиЗемли составит:

или

1.2.2. Определениемощности радиосигналана входе приёмноготракта

Мощность сигналана входе приёмноготракта (выходеантенны) составляет:

(1.1)

где

– эффективнаяплощадь приёмнойантенны, м²;

–геометрическаяплощадь раскрываантенны, м²;

–коэффициентиспользованияповерхности.Обычно =0,5…0,75. Зададим =0,7.

Геометрическаяплощадь раскрываантенны диаметром

м составит:

; м²

Эффективнаяплощадь приёмнойантенны земнойстанции будетравна:

м²

Таким образом,мощность сигналана входе приёмноготракта составит:

пВт или дБВт.

Поскольку междувыходом антенныи входом приёмникавключены диплексер,циркулятори полосовойфильтр, вносящиепотери 1–1,2 дБ,то уровеньсигнала навходе приёмникасоставит:

дБВт

1.2.3. Определениемощности шумана входе приёмникаи коэффициенташума приёмника

Мощность шумана входе приёмноготракта земнойстанции равна:

где

–постояннаяБольцмана, ;

–полная эквивалентнаяшумовая температураприёмноготракта, приведённаяко входу облучателя,К ;

–эквивалентнаяшумовая полосаприёмника, Гц;

–коэффициент,определяемыйизбирательнымисвойствамиприёмника;обычно

=1,1…1,2.Зададим

=1,15.

Определимзначение мощностишума на входеприёмноготракта исходяиз отношениясигнал/шум наего входе. ВкачествепередаваемогоИЗС радиосигналанаиболее частоиспользуютсярадиосигналычастотноймодуляции (ЧМ).Так, для приёмасигнала с ЧМнеобходимоеотношение

составляет10…12 дБ во избежаниепорога помехоустойчивостиЧМ – явлении,заключающегосяв непропорциональнобыстром увели-чениишумов на выходеприёмника приувеличениишумов на входе.

Зададим

=10дБ. Тогда:

Вт или дБВт

Соответственномощность шумана входе приёмникасоставит:

дБВт

Полная эквивалентнаяшумовая температураприёмной системысоставит:

К

Коэффициентшума приёмнойсистемы будетравен:

или дБ

Определимэквивалентнуюшумовую температуруприёмника.

Полная эквивалентнаяшумовая температураприёмной системы,состоящей изантенны, диплексера,циркулятора,полосовогофильтра и собственноприёмника,приведённаяко входу облучателяравна:

(1.1)

где T_А– эквивалентнаяшумовая температураантенны, К ;

T₀ – абсолютнаятемпературасреды (290 К);

–общие потери,вносимые вприёмный трактдиплексером,циркулятороми полосовымфильтром: дБили .

Т_пр – эквивалентнаяшумовая температураприёмника,обусловленнаяего внутреннимишумами. Предполагая,что для проектируемойсистемы приёмныйтракт долженбыть как можнопроще, выберемв качествевходного устройстваприёмникатранзисторныймалошумящийусилитель (МШУ)и смеситель.

где

–эквивалентнаяшумовая температураМШУ, К;

–эквивалентнаяшумовая температурасмесителя, К.Обычно смесительимеет шумовуютемпературупорядка К;

–коэффициентшума смесителя.Как будет показанов п. 3.2, для балансногосмесителя дБили ;

–коэффициентусиления МШУ.Как будет показанов п. 3.4, дБили =3162

Эквивалентнаяшумовая температураантенны земнойстанции можетбыть представленав виде составляющих,которые обусловленыразличнымифакторами:

где (γ) указывает,что величинаданной составляющейзависит от угламеста антенныземной станции;

– температура,обусловленнаяприёмом космическогорадиоизлучения.Основу этой

температурысоставляютрадиоизлученияГалактики иточечныхрадиоисточников(Солнца, Луны,планет и некоторыхзвёзд). Так какизлучениеГалактики имеетсплошной спектри слабо поляризовано,при приёме егона антенну слюбым видомполяризацииможно считать,что принимаемоеизлучение будетполовиннойинтенсивности,т.е. величину следует братьс коеффициентом0,5. РадиоизлучениеСолнца являетсясамым мощнымисточником,который можетполностьюнарушить связь,попав в главныйлепесток диаграммынаправленностиантенны. Однаковероятностьтакого попаданиямала: для геостационарныхорбит она составляетпримерно взависимостиот долготы ИСЗ.Поэтому радиоизлучениеСолнца не учитываем.

Другой радиоисточник– Луна – практическине может нарушитьсвязь, так какеё эквивалентнаятемпературане более 200 К. Этотисточник тожене будем учитывать.Остальныерадиоисточники(планеты ирадиозвёзды)имеют существенноменьшую температурушума, вероятностьвстречи антенныс этими источникамиещё меньше, чемс Солнцем, таккак их угловыеразмеры малы.

Используяграфик на рис.1.5 для значенийугла места

и частоты ГГц с учётомизлученияспокойнойатмосферыполучим:

К

Рис. 1.5. Частотнаязависимостьшумовой температурыГалактики,Солнца и атмос- феры (бездождя)

Рис. 1.6. Частотнаязависимость шумовойтемпературыатмосферы (с учётомдождя)

–температура,обусловленнаяизлучениематмосферы сучётом дождя.Это вид излученияимеет тепловойхарактер и вполной мереобусловленопоглощениемсигналов ватмосфере (сучётом дождя).

Для наиболеевероятного значения временивыпадениядождей

при и ГГц из графиков на рис.1.6 получим:

К

-температура,обусловленнаяприёмом излученияземной поверхностичерез боковыелепестки диаграммынаправленностиантенны. Дляантенны земнойстанции, расположеннойна суше обычнопринимают ,т.е:

К

– коэффициент,учитывающий уровень энергии,попадающейв антенну черезбоковые лепестки.Выберем с =0,2.

Тогда эквивалентнаяшумовая температураантенны составит:

К

Эквивалентнаяшумовая температураприёмникаисходя из выражения(1.1) будет равна:

K

Эквивалентнаяшумовая температураМШУ:

К

Коэффициентшума приёмникасоставит:

или =1,46дБ

1.2.4. Определениереальной ипороговойчувствительностиприёмника

РеальнаячувствительностьприёмникаоцениваетсяминимальнойЭДС

(илимощ-ностью ) сигнала навходе приёмника,при которойсигнал на выходеприёмникадостигаеттребуемогозначения призаданном отношениисигнал/шум наего выходе.

Значениереальнойчуствительностипри стандартнойтемпературе

=290К оцениваетсяследующимивыражениями:

,В

,Вт

где

–соотношениесигнал/шум навыходе приёмника.Для сигналовЧМ =2…4.Выберем =2;

=50 Ом – сопротивлениеантенны, согласованнойс антенно-фидернымтрактом с волно-вымсопротивлением50 Ом.

В= 13,6 мкВ

Вт= 0,9 пВт или дБВт

Под предельнойчувствительностьюпонимаетсяуровеньсигнала навходе приёмникапри равныхуровнях сигналаи шума на выходелинейной частиприёмника, т.епри отношениисигнал/шум навыходе приёмникаравном 1.

Втили дБВт

Таким образомможно сделатьследующийвывод:

Так как уровеньсигнала навходе приёмникасоставляет

дБВт,а реальнаячувствительностьприёмника, прикоторой обеспечиваетсязаданное отношениесигнал/шум навыходе еговыходе дБВт,можно сказать,что будет обеспеченотребуемоекачество обработкисигнала ЧМ вдемодуляторе.

2.Разработкаструктурнойсхемы СВЧ трактаприёмника

2.1. Общие положения

Общий трактприёма (ОТП)приёмногоустройствапредназначендля переносаприни-маемогосигнала безнарушения егоструктуры изобласти частот,используемойдля радиосвязи,в областьотносительнонизких частот,в которой егообработкаоказываетсянаиболее эффективной.ОТП образуюттракт радиочастоты(ТРЧ) и трактыпромежуточнойчастоты (ТПЧ)приёмногоустройства.

ПодСВЧ трактомприёма понимаетсясовокупностьоборудования,обеспечивающегоприём СВЧ сигнала,его предварительноеусиление ипреобразование.В состав приёмногооборудованияОТП входит:

- антенно-фидерныйтракт (волноводный,коаксиальный);

- малошумящийусилитель;

- смеситель;

- СВЧ гетеродин;

- СВЧ полосно-пропускающиефильтры.

Антенно-фидерныйтракт – предназначендля передачипринятогооблучателемантенны СВЧсигнала в приёмник.

Малошумящийусилитель –устройство,выполняющеефункцию предварительногоусиления СВЧсигнала доопределённогоуровня, обеспечивающегодальнейшуюобработку этогосигнала.

Смеситель –устройство,обеспечивающеепреобразованиеСВЧ сигналав более низкочастотныйсигнал.

СВЧ гетеродин– устройство,выполняющеефункцию формированияСВЧ высокоста-бильныхколебаний,которые используютсясмесителемдля преобразованияСВЧ информационногосигнала.

СВЧ ППФ – устройства,предназначенныедля выделениядиапазонапринимаемыхСВЧ сигналов.

2.2. Сравнительныйанализ структурныхсхем СВЧ трактов

Можно выделитьчетыре схемы(рис 2.1, а - г) приёмопередающихтрактов СВЧ,включающих:антенну с эффективнойшумовой температурой

и коэффициентомпередачи, принимаемым на СВЧ равнымединице; передатчик мощностью ;диплексер Д с потерями и физическойтемпературой ;фидер с потерями находящийсяпри температуре ;МШУ с эффективнойшумовой температурой и коэффициентомусиления мощности ;приёмник Прс коэффициентомшума .

Рис 2.1. Структурныесхемы построенияприёмопередающихтрактов средствсвязи СВЧ

Приведём необходимыедля определения

выше приведённыхсхем известныесоотношения,имеющие исамостоятельноезначение.

Эффективная(эквивалентная)шумовая температура

пассивногоэлемента спотерями Lи физическойтемпературой Т:

(2.1)

Эффективнаяшумовая температурачетырёхполюсникаи его коэффициентшума

:

, (2.2)

Коэффициентшума цепочкиN каскадновключённыхчетырёхполюсников,обладающихусилением

и коэффициентомшума :

(2.3)

Эффективнаяшумовая температурацепочки N четырёхполюсников:

(2.4)

Сопоставляя(2.1) и (2.2) и характеризуяпассивныйчетырёхполюсниккоэффициентомшума

,можно заметить,что при Т=Т₀коэффициентшума численноравен ослаблениюL, вносимомуэтим четырёхполюсником,т.е. =L. Этообстоятельствопозволяетбыстро пересчитыватькоэффициентшума к любойточке тракта,состоящегоиз цепочкипассивныхэлементов,добавляя кисходномузначению дляК_ш или вычитаяиз него соответствующеечисло децибел.

Коэффициентшума реальногочетырёхполюсникас усилениеммощности

в эффективнойполосе частотравен отношениюшумовой мощностина его выходе к той её части,которая обусловленашумами согласованнойнагрузки, находящейсяна входе пристандартнойтемпературеТ₀=290 К:

(2.5)

где

-усиленныечетырёхполюсникомшумы согласованнойнагрузки;

-собственныешумы четырёхполюсника.

Эффективнаяшумовая температура

-это не физическаятемператураантенны. За принимается такая температурарезистивногосопротивления ,равного сопротивлениюизлученияреальной антенны,при которойего мощностьшумов равнамощности шумовна выходе этойреальной антенны.Величина зависит отконструкцииантенны и еёантенны. Еёзначение изменяетсяв пределах от100…150 К при нулевомугле места до30…40 К при направленииантенны в зенит(без учёта осадков).

Подставив (2.1)– (2.3) в (2.4), получимследующиевыражения дляэффективнойшумовой температурыприёмноготракта приведённойко входу облучателякаждой из вышеприведённыхсхем (рис. 2.1, а…г):

; (2.6)

; (2.7)

; (2.8)

; (2.9)

Какследует изанализа (2.6)…(2.9),наименьшеезначение имеет система,выпол-неннаяпо схеме рис.2.1,г, в которойМШУ и приёмниквынесенынепосредственнок антенне. Величина падает с уменьшением , , и с увеличением .

2.3. Выбор структурнойсхемы СВЧ трактаприёма

В качествеприёмноговыберем тракт,обеспечивающийминимум суммарнойэффективнойшумовой температуры.Это реальнопозволяетснизить уровеньшумов трактаи увеличитьчувствительностьприёмника,понизить требованияк элементамтракта, т.е упроститьего, что являетсяочень важнымэлементом припостроенииспутниковойсистемы связи.Структурнаясхема этоготракта показанана рис.2.2.

Рис. 2.2. Структурнаясхема выбранногоприёмноготракта СВЧ

Существуетдва основныхтипа структурныхсхем радиоприёмников:прямого усиленияи супергетеродинноготипа. Выбортипа структурыОТП осуществимна основаниисравнениязаданных исходныхданных с обобщеннымиреализуемымихарактеристикамиприемников,построенныхпо каждой изсхем.

По структурнойсхеме бываютприёмникипрямого усиленияи приёмникисупергетеро-динноготипа.

Рис. 2.3. Структурнаясхема приёмникапрямого усиления

Структурнаясхема приёмникапрямого усиления(рис. 2.3) включаетвходную цепь(ВЦ), усилительрадиочастоты(УРЧ), демодулятор(Д), усилительнизкой частоты(УНЧ) и оконечноеустройство(ОУ).

Достоинстваприёмниковпрямого усиления:

1. простота построенияи дешевизна;

2. несложнаяперестройкав диапазонечастот приусловии малого коэффициента перек-

рытия по частоте;

3. отсутствиепобочных каналовприёма;

Недостатки:

1. низкая чуствительностьиз-за трудностейполучениябольшого усиленияна высоких

частотах;

2. слабая избирательность,а также неравномерностьизбирательныхсвойств в диапазоне

рабочих частот,поскольку длялюбых избирательныхсистем их полосапропусканиярастёт с ростомчастоты:

,

где

–добротностьизбирательнойсистемы.

Таким образом,можно утверждать,что структурнаясхема приёмникапрямого усиленияне может бытьиспользованапри построенииСВЧ тракта, таккак не обеспечиваютсятребованияпо получениюреальнойчувствительности

дБВти избирательностичастотногоствола с полосой МГц.

Приёмныетракты земныхстанций спутниковыхсистем связиобычно выполняютпо супергетеродиннойсхеме (рис 2.4).

Структурнаясхема приёмникасупергетеродинноготипа включаеттракт радиочастоты(ТРЧ) и дополнительнотракт промежуточнойчастоты (ТПЧ),состоящий изсмесителя (СМ),усилителяпромежуточнойчастоты (УПЧ)и гетеродина(Г), которые образуютобщий трактприёма (ОТП). В тракте ПЧосуществляетсяперенос радиосигналана постояннуюи более низкуюпромежуточнуючастоту

,на которойлегче реализоватьфильтры с узкойполосой пропускания и крутыми скатами характеристикизатухания длялучшего ослабления

Рис.2.4. Структурнаясхема супергетеродинногоприёмника

помех соседнегоколебания иследовательнообеспечитьболее высокуюизбирательностьпо сравнениюс приёмникомпрямого усиления.

Такая схема построения позволяет получить большойкоэффициентусиления (безопас-

ности самовозбуждениятракта), т.еобеспечитьвысокую чувствительностьсистемы.

Недостатки:

1. гораздо большаясложность истоимость;

2. возможностьпопадания вантенну споследующимизлучениемколебаниягетеродина;

3. появлениепобочных каналовприёма (зеркальныйканал приёма,канал промежуточнойчастоты, соседнийканал приёма).

Для подавленияпобочных каналовприёма применяетсядвойное, тройноеа иногда ичет-вертноепреобразованиечастоты.

2.4. Выбор количествапреобразованийчастоты

При проектированиисупергетеродинногоприёмникаследует стремитьсяк одному преобразованиючастоты в приёмнике,посколькуувеличениечисла преобразованийприводит кросту количествапобочных каналовприёма. Однакопри строгихтребованияхослабленияпомех в зеркальноми соседнихканалах приёмаможет возникнутьнеобходимостьприменениядвух, а иногдаи трёх преобразованийчастоты. Посколькуопределениеколичествапреобразованийчастоты и выборноминалов ПЧ

многовариантныпри учёте всегокомплексатребованийк приёмнику,то процесспроектированияносит итеративныйхарактер.

Из-за невозможностиреализоватьв избирательныхсистемах ТРЧи ТПЧ коэффициентпрямоугольности

,меры по ослаблениюпомех по зеркальномуканалу и помехсоседних каналов, а также канала ПЧ, являются взаимно противоречивыми. Для их одновременного

удовлетворениянеобходимоопределитьдиапазон возможныхзначений

,в пределахкоторого выполнениетребованийпо подавлениюв ТРЧ помехизеркальногоканала из-за«увода» ПЧ вверх позволяет реализовать заданную величину ослабления помех

соседнихканалов приёмаи помехи по ПЧ.Если такойдиапазон найден,то производитсявыбор ,если нет –принимаетсярешение обиспользованиибольшего числапреобразованийчастоты, гдеудовлетворениепротиворечивыхтребованийпо подавлениюпомехи зеркальногоканала, каналаПЧ и соседнегоканала производитсяраздельно.Кроме того, привыборе промежуточныхчастот желательно,чтобы их номиналыне находилисьв диапазонахчастот мощныхрадиостанций(вещательных,точного времении т.д.) и соответствовалинекоторымнормированнымзначениям. Навыбраннойпромежуточнойчастоте последнегопреобразованиядолжно обеспечиватьсятребуемоеослаблениепомех соседнихканалов приёмапри заданнойвеличине коэффициентапрямоугольностихарактеристикиосновнойизбирательности,а также качественнаядемодуляцияпринимаемыхсигналов.

Выберем схемус двойнымпреобразованиемчастоты (рис.2.5),которая позволяетулучшитьодносигнальнуюизбирательность:по комбинационнымканалам приёма(особенно позеркальномуканалу), по соседнемуканалу и поканалу промежуточнойчастоты.

Рис. 2.5.Структурнаясхема супергетеродинногоприёмноготракта СВЧ

Под приёмникомв данном случаепонимаетсявысокочастотнаячасть трактаот входа малошумящегоусилителя довыхода второгоусилителяпромежуточнойчастоты, в которомпроисходитпреобразованиеи усилениесигнала длядальнейшейпередачи егооконечномуустройству.

2.5. Малошумящийусилитель

Как было показановыше, приёмнуюсистему, состоящуюиз антенны,элементовфидерноготракта и приёмника,можно представитьв виде nкаскадно связанныхчетырёхполюсников,характеризуемыхэффективнойшумовой температурой

и коэффициентомусиления .Эффективнаяшумовая температура ,приве-дённаяко входу приёмникаопределяетсяизвестнымвыражением(2.4) для случаяполного согласованияэлементовприёмной системымежду собой.

Уменьшение

снижает мощностьсобственныхшумов на входе приёмной системы, улучшаяеё пороговуючувствительность ,т.е позволяетпринимать болееслабые сигналы.Это следуетиз определенияпороговойчувствительности:

, (2.10)

где

- постояннаяБольцмана;

-полоса пропусканияприёмной системы,Гц.

Снижение

приёмной системы– наиболееэффективныйи экономичныйспособ повышенияэнергетическогопотенциаларадиолиниисвязи.

Первым элементомвыбраннойприёмной системы(см. рис. 2.2), характеризуемойвыражением (2.9), являетсяантенна, обладающаяэффективнойшумовой температурой

. Поэтому желательно,чтобы второйэлемент приёмнойсистемы имелмалую шумовуютемпературу и большой коэффициентусиления .Такими параметрамиобладают входныемалошумящиеусилители(МШУ).

К МШУ современныхприёмных системпредьявляютсяследующиеосновные требова-ния:

1) Они должныбыть пригодныдля установкивблизи от облучателяантенны (желательно,перед фидеромс потерями),обладать малойшумовой температуройи большимкоэффициентомусиления. Приэтом согласно(2.9) снижается

приёмной системыв целом, а следовательно,увеличиваетсяотношение навыходе каналасвязи. Если жевеличину оставить неизменной,то введениевынесенногок антенне МШУпозволит приниматьболее слабыесигналы. Однакоснижать шумовуютемпературуусилителя доуровня нерационально,так как этосопряжено созначительнымитехническимитрудностямии не приводитк существенномууменьшению .

2) Ширина и форма полосы пропускания МШУ должна обеспечивать безискажённый

приём сигналаи заданнуюпомехозащищённость.ПерестройкаМШУ затруднена,поэтому они,как правило,выполняютсяширокополосными,не перестраиваемымив рабочем диапазоне.Перестраиваются или сменяютсятолько пассивныеузкополосныефильтры-преселекторы,пропускающиеполосу частотпринимаемогосигнала и защищающиеусилитель отсильных помехвне этой полосы.

3) Коэффициентусиления МШУмаксималенпри полномсогласованииего входа страктом, акоэффициентшума минималенпри некоторомих рассогласовании.В связи с этимдля минимизации

приёмной антенныв ряде случаевцелесообразнонекотороерассогласованиевхода МШУ страктом (доКСВ ).Все остальныеэлементы трактадолжны бытьхорошо согласованы.

4) Уровень сигнала,попадающегона вход МШУ, вусловиях эксплуатацииаппаратуры связи можетизменятся ввесьма широкихпределах. ПоэтомуМШУ долженобладать какможно

большимдинамическимдиапазоном,определяемымотношениеммощности входногосигнала ,соответствующейнасыщениюусилителя, кминимальномувходному сигналу ,определяемомууровнем собственныхшумов МШУ.

5) Повышеннойлинейностиамплитудной,амплитудно-частотнойи фазочастотнойхарактеристик.Например,неравномерностьАЧХ МШУ некоторыхсвязных станцийне превышает

дБв полосе 500 МГцпри усилении дБ.

6) Должно бытьмалое времявыхода на рабочийрежим и быстрое восстановлениеработоспособностиусилителейпосле воздействиясильной помехи.

7) Время наработкина отказ – неменее 100 тыс. часов,а время переходас основногокомплекта нарезервный –не более несколькихдесятых долейсекунды (вмногоканальныхстанциях спутниковойсвязи).

8) Простотаобслуживания,контроля, минимальноечисло регулировок.Замена МШУ ваппаратурене должнасопровождатьсяподстройкойего элементов.

9) Малые габариты,масса и потребляемаямощность – этоособенно важнодля бортовойи наземноймобильнойаппаратуры.

Некоторые изэтих требованийпротиворечивыи одновременноеих выполнение,как правилоне возможно.На практике при выборетипа усилителяприходитсяприниматькомпромиссныерешения.

2.5.1.ТранзисторныеМШУ

В настоящеевремя в качествевходных МШУбольшинстваприёмных системСВЧ применяютсятранзисторныеусилители.

На частотахдо 3...4 ГГц их активнымиэлементамиобычно служатБТ, на болеевысоких частотах– ПТШ, имеющиездесь меньшийкоэффициентшума; в некоторыхслучаях ПТШприменяютсяна частотах,начиная с 1 ГГци даже с 0 Гц (вмонолитныхТрУ). Предельномалым К_шобладаюттранзисторыс высокойподвижностьюэлектронов(НЕМТ). К настоящемувремени разработаны ТрУ СВЧ на рабочиечастоты от 0,1ГГц до 60 ГГц скоэффициентомусиления неменее

15...5 дБ на каскади коэффициентомшума 0,5...8дБ соответственно.Полоса усиленияТрУ можетбыть от несколькихпроцентов донесколькихоктав (монолитноеисполнение).Как правило,К_шузкополосныхТрУ на0,2...0,6дБ превышаеткоэффициентшума используемыхПТШ, аширокополосных— на 1,5...4дБ. ПТ на InGaAsработоспособныдо 100 – 200 ГГц.

Выходнаямощность насыщениямалошумящихТрУ обычноимеетзначение 0,1...10 мВт, динамическийдиапазон у нихбольше,чем у ТУ и ПУ,на 10...20 дБ. ВажнымпреимуществомТрУ являетсяболее высокаястабильностьусиления посравнениюс регенеративнымитуннельнымии параметрическимиусилителями.

Можно считать,что на частотахдо 60 ГГц в аппаратуремассовогоприменениятранзисторныеусилителивытесняют вседругиетипы МШУ, превосходяих по надёжности,динамическомудиапазону,широкополосности,устойчивостик перегрузкам,а такжепо минимумумассы, габаритов,стоимости,трудоёмкостиизготовления.

КонструкцияТрУ сравнительнопроста. Например,на поликоровуюподложку снапыленнымивходными,межкаскаднымии выходнымисогласующимицепями, элементамиразвязки вцепях смещенияустанавливаюттранзистор.Плату, под котороймогут бытьустановленысхемы управленияи стабилизаторыпитания, помещаютв плоский корпус(запредельныйволновод).Коаксиальныелибо волноводныевход и выходСВЧ сигнала,а также вводыпитания, герметичны.

НаСВЧ в основномиспользуютсяусилители наПТШ, включенныепо схеме с общим истоком(ОИ), имеющейтакой же коэффициентшума, как и схемас общим затвором(ОЗ), но большийкоэффициентпередачи мощности.Поэтому прииспользованиисхем с ОИменьше сказываютсяшумы последующихкаскадов.

Иногда, приналичии запасапо усилению,для увеличенияполосыпропусканияТрУ на ПТШ используютотрицательнуюобратнуюсвязь, изменяющуювходное сопротивлениетранзистора.Вследствиеэтого, становитсявозможнымприменениеболеепростых согласующихцепей (СЦ),

снижаетсячувствительностьТрУ к изменениюпараметровтранзистора,усилительстановитсябезусловноустойчивым.Такие каскадымогут использоватьсябез применениявходных и выходных

развязывающихустройств,в частностив монолитныхТрУ. Простореализуемаяширокополоснаярезистивнаяобратная связьнесколькоувеличиваетК_шпоэтомув МШУ применяетсяи обратнаясвязь нареактивныхэлементах.

В монолитныхсхемах ТрУвместо пассивныхСЦ применяютактивноесогласование– на входеМШУ включаюткаскад с ОЗ, ана выходе –каскад с ОС. ВширокополосныхТрУ, при выборесогласующихполевых транзисторовс крутизнойS=1/ρ,равнойпроводимостиМПЛ, может бытьдостигнутосогласованиев полосенесколькихоктав, снижениеК_шна 1,5...2дБ и увеличениеусиления. Активныесогласующиецепи на ПТШзанимают значительноменьшую площадьпо сравнениюс пассивными.

ПитаниеПТШ осуществляетсядвумя способами:с использованиемдвухполярногоисточниканапряженияи однополярного– савтосмещениемтранзистора.Цепь автосмещенияRи Сявляется,в

последнемслучае, цепьюотрицательнойобратной связипо постоянномутоку, стабилизирующейпараметры ТрУ.Потеришунтирующихконденсаторовухудшают параметрыусилительногокаскада, особеннос повышениемчастоты. Учитываяэто, наповышенныхчастотах предпочитаютсхему питанияс двухполярнымисточникомнапряжения.

ШумыПТШ в основномимеют тепловоепроисхождение,поэтомупри снижениив несколькораз физическойтемпературыТрУ примерново столько жераз уменьшаетсяего шумоваятемпература.Кроме того,вследствиероста подвижностиэлектроновв GaAsпри охлаждении,на несколькодецибел возрастаетусиление ПТШ.

О параметрахлучших зарубежныхМШУ можно судитьпо рекламнымпроспектамфирмы NEC.Она выпускаетМШУ на ПТШв литерномисполнении,имеющие следующиезначения шумовойтемпературыи, соответственно,различающиесяпо стоимости:

в диапазоне3,625...4,2ГГц с ТЭМО –32, 37, 42, 47 К; без охлаждения– 55, 70, 80 К;

в диапазоне18,6...19,5ГГц без охлаждения– 200, 250, 300 К.

Можно выделитьчетыре основныхтипа ТрУ:

- однотактные;

- балансные;

- комбинированные;

- отражательные.

Наиболееширокое распространениеполучили достаточнопростые в исполненииоднотактныеусилители. Какправило, однотактныеусилители набиполярныхтранзисторахтребуют примененияферритовых развязывающих устройств, что приводитк увеличениюгабаритныхразмеров и является

недостаткомэтого типаусилителей.

Широкое распространениеполучили балансныеусилители,состоящие издвух однотактныхусилителей,включённыхпараллельнос помощью3-децибельныхмостов.

Балансныетранзисторныеусилители имеютболее широкийдинамическийдиапазон, чемоднотактные ( на балансный каскад поступает только половина общей мощности сигнала ), более

высокуюнадёжность,так как отказтранзисторав одном плечеведёт лишь куменьшениюКр на 6 дБ при сохраненииработоспособностиусилителя.Кроме того,балансныеусилители легкокаскадируются,менее подверженысамовозбуждению,не требуютпримененияразвязывающихферритовыхустройств,дополнительноограничивающихширину полосырабочих частот.

К недостаткамбалансногоусилителяследует отнестиухудшение егочувствительностииз-за потерьна отражение(входной КСВНмоста в полосене лучше 1,5)и диссипативныхпотерь в высоко-омныхлиниях мостов.

3. Разработкафункциональнойсхемы СВЧтракта

3.1. Характеристикаэлементовприёмноготракта

Разработкуфункциональнойсхемы приёмноготракта произведёмна основаниивыбран-нойсупергетеродиннойструктурнойсхемы приёмникас двойнымпреобразованиемчастоты.Функциональнаясхема трактаприёма, должнасодержатьследующиечасти:

- антенну;

- диплексер;

- МШУ;

- полосно-пропускающиефильтры ;

-усилителипромежуточнойчастоты;

- смесители.

Рассмотримболее подробноэлементы трактаСВЧ, которыеиспользуютсядля построенияземной станции.

Антенна представляетсобой параболическийрефлектордиаметра D= 1.2 м иоблучательдля приёмасигналов скруговой поляризациейправого вращения.

Отраженныйрефлекторомсигнал идетна облучатель.Его назначение– передатьприня-тую антеннойэнергиюЭМВ спутникапо волноводук приёмнику.

Облучатель– один из важнейшихузлов антеннойсистемы, поэтомук нему предъяв-ляютсяопределенныетребования:

1) диаграмманаправленностидолжна бытьосесимметричнойи без боковыхлепестков;

2) облучательне должен сильнозатенятьпараболическуюантенну, таккак это приводитк

искажению еёдиаграммынаправленностии снижениюкоэффициентаиспользования поверхностипараболоидавращения.

Облучателямипараболическихантенн служатслабонаправленныеантенны. Этомогут бытьрупоры, щелевыеантенны, спирали,диэлектрическиеантенны и др.

Волновод круглогосечения в большейстепени удовлетворяеттребованиям,предъявляемымк облучателямантенных систем– диаграмманаправленностиосесимметрична,в отличие отпирамидального(прямоугольного)волновода.

Электромагнитнаяволна, распространяющаясяв пространствеот передающейантенны спутникадо антенныземной станции,характеризуетсяполяризацией,т. е. ориентациейвектора

напряжённостиэлектрическогополя Е относительноповерхностиЗемли. Земнаястанция принимаетсо спутника«Экспресс-А»сигнал с круговойполяризациейправоговращения, аизлучает сигналс круговойполяризациейлевоговращения.

C выходаоблучателясигнал поступаетна диплексер,который выполненна волноводекруглого сечения.Диплексеросуществляетразделениеприёмного ипередающеготрактов, основанноена поляризационнойселекцииэлектромагнитныхволн.

Диплексердолжен удовлетворятьтребованиюпо подавлениюсигнала передатчика,просачивающегосяв приёмныйтракт до необходимогоуровня.

Ниже приведенытипичные параметрыдиплексоровС – диапазона:

- развязка междуприёмом и передачей:не менее 110 дБ;

- кроссполяризация:не менее – 40 дБ;

- рабочий диапазончастот:

а) на приём:3600...4200 МГц;

б) на передачу:5,925...6,525 МГц;

- потери: неболее 0,25дБ;

- диаметрволновода: D= 58 мм.

С выходадиплексорачерез сигналпоступает навход Y–циркулятора,представляющегособой симметричноеH-плоскостноесочленениетрёх прямоугольныхволноводов,в центр которогопомещён ферритовыйцилиндр.

Циркулятор– это устройство,в котором движениепотока энергиипроисходитв строго определённомнаправлении,зависящем оториентациивнешнего магнитногополя, намагничи-вающегоферрит.

Принципработы циркуляторапоясним с помощьюрис. 3.1.

Рис. 3.1. Y-циркулятор

Волна Н₁₀,поступающаяна вход циркуляторапо волноводу1, преобразуетсяв области ферритав две волны,которые обегаютдиск навстречудруг другу,одна по часовойстрелке, другаяпротив неё.Направлениявращениявектора

образовавшихсяволн противоположны(в точках А иВ), поэтому ихфазовые скоростипри подмагничиванииферрита однороднымполем

Н₀, различны.Параметрыферрита инапряжённостиполя подбираюттак, чтобы обеволны приходилик волноводу3 в противофазе.При этом электромагнитнаяэнергия будетпоступать изволновода 1в волновод 2и не попадатьв волновод 3.Аналгичнымобразом поясняетсяпрохождениеэнергии изплеча 2 в плечо3, из плеча 3в плечо 1.

Вданном приёмномтракте циркуляторбудет использоватьсяв качествевентиля дляустранения отражённойот входа полосовогофильтра волны,а также длясогласованиявыхода диплексорас волноводнымвходом полосовогофильтра.

Рабочаяполоса волноводныхY–циркуляторовдостигает 30%,потери в прямомнаправ-лениисоставляют0,15...0,5 дБ, в обратном– свыше 20...30 дБ.

С выходациркуляторасигнал поступаетна вход волноводногополосовогофильтра.

В таблице3.1 приведенысправочныеданные волноводныхполосовыхфильтров, выпускаемыхОАО „Радиофизика”,которые применяютсяво входныхволноводныхцепях земныхстанций спутниковыхсистем связиС–диапазона.Фильтры выпускаютсяв четырехмодификациях: WF–12–1, WF–12–2, WF–12–3,WF–12–3В. Сечениеволноводныхвходов фильтра58х25 мм.

Таблица 3.1. Справочныеданные полосовыхфильтров

Параметр	Диапазон частот,ГГц	WF-12-1	WF-12-2	WF-12-3	WF-12-3B
Потери, дБ	3,6 – 4,2	0,15	0,15	0,15	0,15
Подавление,дБ	5,925–6,525	70	85	100	100

МШУ предназначендля усилениядо необходимогоуровня слабыхвходных сигналов,принимаемыхантенной. Вдиапазонечастот 3600…4200 МГцсигнал с выходаполосовогофильтра поступаетна волноводныйвход МШУ, а далеечерез волноводно-микрополосковыйпереход на входпервого каскада.МШУ выполненпо гибридно-интегральнойтехнологии.Усиленныйсигнал с волноводноговыхода МШУ подаётся навход первогосмесителя.

3.2. Определениеноминаловпромежуточныхчастот и частотгетеродина

В качествечастоты первогопреобразованияна СВЧ выбираютчастоту, лежащуюв диапазоне0,8… 2 ГГц, а длявторого преобразования– стандартнуючастоту 70 МГц.

Первый смесительосуществляетпреобразованиесигналов издиапазона3600…4200 МГц на промежуточнуючастоту 925 МГц.В качествепервого смесителявыберем двухдиодныйбалансныйсмеситель (БС)на 3-х децибельныхмостах. ОсновнымпреимуществомБС являетсявозможностьфазового подавленияамплитудныхшумов гетеродинана 15…30 дБ, в следствие

чего коэффициентшума смесителяснижается на2…5 дБ, а при большомуровне шумовгетеродина– на 5…10 дБ.Кроме того,благодаряподавлениюв баланснойсхеме чётныхгармоник гетеродинауровень побочныхпродуктовпреобразованияменьше –повышаютсяпомехоустойчивостьи динамическийдиапазон.Потери преобразованиятакого смесителясоставляют5…8 дБ, а коэффициентшума 7…10 дБ.

Используячастотный планстволов спутника«Экспресс-А»,изображённыйна рис. 3.2. определимдиапазон перестройкии шаг сеткичастот 1-гогетеродинаГ1.

Рис. 3.2. Частотныйплан стволовспутника «Экспресс- А»

Как видно изрисунка, несущиечастоты 12 стволовразнесены почастоте навеличину 50 МГц.Следовательношаг сетки частотгетеродинасоставит

МГц.

Частоты перестройкигетеродинанаходятся изсоотношений:

,

где

– максимальноезначение несущейчастоты. В данномслучае МГц;

– минимальноезначение несущейчастоты. В данномслучае МГц;

МГц – выбранноезначениепромежуточнойчастоты первогопреобразования.

Получим:

МГц

МГц

Таким образомпервый гетеродиндолжен перестраиватьсяв диапазонечастот

МГц с шагом МГц.

Количествофиксированныхчастот гетеродинасоставит:

Таким образом,перестраиваягетеродин, напромежуточнуючастоту

можно перенестилюбой из 12-тистволов.

С коаксиальноговыхода первогосмесителяпреобразованныйсигнал поступаетна поло-совойфильтр. Полосовойфильтр осуществляетвыделениеполосы частотстволов

МГц, который был преобразован на промежуточнуючастоту 925 МГци подавление

комбинационныхсоставляющихпервого преобразованиячастоты. В качествеполосовогофильтра можноиспользоватьмонолитныйтвердотельныйфильтр извысококачественнойтермостабильнойкерамики, формирующийАЧХ частотногоствола с потерямине более 1 дБ.

Первый усилительпромежуточнойчастоты выполняетфункцию усилениявыделенногопотока данныхшириной

МГц на среднейчастоте 925 МГц.

Второй смесительосуществляет второе преобразованиечастоты, а именноперенос сигналас частоты

МГц на стандартнуючастоту второгопреобразования МГц.В качествевторого смесителявыберем БС,выполненныйв интегральномисполнениина ДБШ. При этомчастота 2-гогетеродинабудет равна:

МГц

С выхода второгосмесителясигнал поступаетна полосовой LC фильтрс полосой пропускания

МГц.Далее сигналпоступает навторой усилительпромежуточнойчастоты, которыйвыполняетфункцию усилениявыделенногопотока данныхшириной МГц на частоте70 МГц.

Такимобразом, засчёт перестройкипервого гетеродинас заданнымшагом частоти фиксированнойчастоте второгогетеродинаобеспечиваетсявыделениелюбого из 12-тистволов шириной МГци перенос егона несущуючастоту 70 МГц.

Дальнейнеепреобразованиеинформационногосигнала происходитв демодуляторе.

3.3. Выбор системыАРУ

АРУ применяетсядля расширениядинамическогодиапазонаприёмника иподдержанияв заданныхпределах выходногонапряжения.При этом устраняютсяперегрузкив каскадах приприёме сильныхсигналов и,таким образом,предотвращаетсяпоявлениенедопустимыхнелинейныхискажений идостигаетсянормальнаяработа демодуляторов.

Принцип действиясистемы АРУсостоит вавтоматическомизменениикоэффициентовусиления (передачи)отдельныхкаскадов приёмникапри измененииуровня принимаемогосигнала. СистемаАРУ должнасодержатьрегулируемыекаскады усиленияи цепь регулирования.Цепь регулирования вырабатываетуправляющеенапряжение,воздействующеена регулируемыеэлементыусилительноготракта. ОбычноЦР содержитвыпрямитель(амплитудныйдетектор) иФНЧ.

В качестве АРУвыберем системуАРУ с обратнымрегулированием,которая находитнаиболее широкоеприменение(рис. 3.3). В даннойсистеме управляющеенапряжениеопределяетсяуровнем напряжениясигнала навыходе регулируемогокаскада. Такаясистема АРУявляется наиболеепростой и позволяетполучить амплитуднуюхарактеристикуприёмника,близкой к идеальной.

Рис. 3.3. Структурнаясхема системыАРУ с обратнымрегулированием

В СВЧ трактахрегулируемымикаскадамиявляются обычнокаскады МШУи УПЧ. Как правилорегулируютусиление каскадов,усиливающихсигналы сравнительномалого уровня.Регулировкаусиления водном из последнихкаскадовнежелательна,а иногда инедопустима,поскольку прибольших уровняхсигнала навходе регулируемогокаскада трудноизбежать большихнелинейныхискажений. Сучётом сказанногорегулировкуусиления необходимоприменить вМШУ.

В каскадах наПТШ для регулировкиусиления используютзависимостькрутизныстоко-затворнойхарактеристикиот напряженияна затворе.

Регулировкаусиления каскадана ПТШ можетбыть обратнойи прямой. Приобратной регулировке,когда транзисторзапираетсяс целью уменьшенияусиления, дляполучениябольшей чувствительностирегулировкинеобходимо,чтобы сопротивлениенагрузки каскадабыло многоменьше внутреннегосопротивлениятранзистора,а сопротивлениеисточникасигнала быломного меньшевходногосопротивлениякаскада.

Наиболее частоиспользуютпрямую регулировкуусиления. Вкаскадах на ПТШ она осу-

ществляетсяпутём изменениянапряжениясмещения назатворе, чтоприводит кизменению то-катранзистора,а следовательнои коэффициентаусиления каскада.

3.4Распределениеусиления потрактам приёмника

Расчёт коэффициентовпередачи трактовприёмникапроизведёмпо методике,изложенной

в работе[10] исходяиз реальнойчувствительностиприёмника

мкВи допустимыхамплитуд навходах:

-первого смесителя ;

- второго смесителя

;

- демодулятора

(для частотногои фазового).

Мощностьсигнала навходе демодулятора(выходе приёмника)составит:

Вт= 20 мВт или дБВт

Требуемыйкоэффициентусиления приёмноготракта составит:

дБ

Коэффициентусиления приёмноготракта

определяетсякак сумма усиленийи затуханий,вносимых егокаскадами. Дляструктурнойсхемы тракта,приведеннойна рис.2.5:

(3.1)

где

– коэффициентусиленияМШУ;

– коэффициентыусиления УПЧ1и УПЧ2 соответственно;

– потери преобразованияв первом и вовтором смесителе.Для балансного

смесителя

.

Примем

мкВ, мВ, В.

Для обеспечениявеличины

с учётомпотерь преобразованияв смесителяхи допустимыхамплитуд напряженийна их входах,коэффициентыусиления УРЧ,УПЧ1 и УПЧ2

рассчитываютсяследующимобразом:

дБ,

дБ

дБ

где

=5...10 – коэффициентзапаса усиления.

Проверим полученныерезультаты.Подставляяполученныезначениякоэффициентовусиления трактовв выражение(3.1) получим :

дБ

Таким образомможно сделатьвывод, чтотребуемыйкоэффициентусиления приёмноготракта обеспечивается.

На основанииполученных данных составляемфункциональнуюсхему тракта(рис.3.4)

3.3 Формулировкатребованийк приёмнойсистеме

Итак, на основепроведенногоэнергетическогорасчёта а такжераспределенияусиления потрактам приёмникасформулируемосновные требования:

1. обеспечениереальнойчувствительностине хуже

   дБВт;

2. обеспечениекоэффициентаусиления приёмноготракта не менее

   дБ;

3. обеспечениетребуемогопо ТЗ подавленияпомех по зеркальномуканалу, каналуПЧ, соседнемуканалу приёма;

4. обеспечениесуммарногокоэффициенташума приёмноготракта не более

   дБ.

Рис.3.4.Функциональнаясхема приёмногоСВЧ тракта

4. Выбори расчёт СВЧмалошумящегоусилителя

4.1.Бесструктурныемодели транзистораСВЧ

В основурасчёта и анализатранзисторногоМШУ СВЧ должнабыть положенамодельтранзистора.Это можетбыть структурная(физическая)модель, т.е. эквивалентнаясхема тран-зистора,либо бесструктурнаямодель, представляющаятранзисторв виде эквивалентногочетырёхполюсника.

Преимуществомструктурноймодели являетсявысокая информативность;эквивалентнаясхема характеризуетповедениетранзисторав диапазонечастот и позволяетустанавливатьсвязь междуеёэлементамии характеристикамитранзистора.Бесструктурнаямодель транзистораменее информативна,она строгосправедливалишь на однойчастоте. Дляопределениячастотнойзависимостипараметровтранзисторанадо провестиизмеренияна разных частотах.Однако бесструктурныемодели болееточны,поскольку ихпараметры могутбыть измеренызначительноточнее, чемпараметрыэквивалентнойсхемы.

ТранзисторСВЧ как эквивалентныйчетырёхполюсникможет бытьописан, например, Y-или H-параметрами,которые обычноиспользуютсяна более низкихчастотах. Нодля измеренияэтих параметровнеобходимообеспечитьрежимы холостогохода и короткогозамыкания,трудно осуществимыена СВЧ из-завлиянияпаразитныхэлементовсхемы. Болееподходят дляего описанияпараметрыматрицы рассеянияили S-параметры,посколькуони измеряютсяв линиях ссогласованныминагрузками,что на СВЧнаиболее просто.

Расчёт МШУСВЧ принятопроводить сиспользованиембесструктурноймодели транзисторав S-параметрах.При необходимостибесструктурнаямодель можетбыть дополненаструктурноймоделью. Обемодели взаимосвязаны:по S-параметрамтранзистора,измереннымна несколькихчастотах, можноопределить(или уточнить)элементы егоэквивалентнойсхемы и наоборот, известнаяэквивалентнаясхема позволяетрассчитатьS-параметрына любой частотедиапазона, вкотором этасхема корректна.

4.2. СистемыS-и S'-параметровтранзистора

В системеS-параметровтранзисторпредставляетсяв виде четырёхполюсника,включенногов линиюпередачи сволновымсопротивлениемZ₀.Линия согласованас генератором(источникомсигнала) и нагрузкой,т. е. сопротивлениягенератораZ_Ги нагрузки Z_Hравны волновомусопротивлениюлинии (рис. 4.1).

Рис. 4.1. КопределениюS-параметровтранзистора

Четырёхполюсникв согласованнойлинии передачис волновымсопротивлениемпередачи Z₀

Дляопределённостипримем Z₀=50Ом. На входе ивыходе четырехполюсникаимеются падающиеи отражённыеволны напряжения , (i=1 длявхода, i= 2 для выхода),связь междукоторыми задаетсяпараметрамиматрицы рассеянияволн напряжения(S-параметрами):

Матрицурассеяния волннапряженияпринятоназывать простоматрицей рассеяния.Параметрыматрицы рассеянияимеют ясныйфизическийсмысл:

- коэффициентыотражениянапряженияот входа и выходачетырёхполюсникапри согласова-ниина его выходе(

) и входе ( )соответственно;

- коэффициентыпрямой и обратнойпередачи напряжения,определённыепри тех же усло-виях.

Матрицарассеянияхарактеризуетчетырёхполюсник,нагруженныйна чисто резистивныесопротивленияZ₀.В реальных жеусилителяхтранзистороказываетсянагруженнымна сопротивления,не только неравные Z₀,но в общем случаекомплексные.Произвольнонагруженныйчетырёхполюсникпринято описыватьпараметрамиматрицы рассеянияволнмощности(S'-параметрами).

В системеS'-параметровтранзисторв виде эквивалентногочетырёхполюсникавключаетсяв общемслучае на стыкедвух линийпередачи, несогласованныхс генератором(источникомсигнала)и нагрузкой(рис. 4.2). Входнаяподводящаялиния трансформируетсопротивление генератора Z_Г в сопротивление Z₁ в плоскости входных клемм четырёхполюсника,а выходная

Рис. 4.2. К определениюS'– параметровтранзистора

Четырёхполюсникв рассогласованнойлинии передачи

подводящаялиния –сопротивлениенагрузки Z_Hв сопротивлениеZ₂в плоскостиего выходныхклемм.Транзисторпри этом нагруженна сопротивленияZ₁и Z₂,в общем случаекомплексные.Падающие a_iи отраженныеb_iволнымощности навходе (i=l)и выходе(i=2)четырёхполюсникасвязаны междусобой матрицейрассеяния волнмощности

где

(i=1, 2);

–комплексныеамплитудынапряженийи токов на входеи выходе четырёхполюсника;

–комплексныесопротивлениягенератора(i=1) и нагрузки(i =2) в плоскостивходных и выходныхклемм четырёхполюсникасоответственно;

-коэффициентыотражения отвхода и выходачетырёхполюсникапри согласованииего на выходе(а₂=0) и входе(а₁=0) соответственно;

-коэффициентыпрямой и обратнойпередачи,определённыепри тех же условиях.

Комплексныевеличины a_iи b_iпринятоназывать волнамимощности,хотя ониимеют размерностькорня квадратногоиз мощности.Отношения этихвеличин, т. е.S'-параметры,не имеютясного физическогосмысла. Однаковведение волна_i,b_i,aтакжематрицы рассеянияS'целесообразнопо следующимпричинам.Во-первых, квадратымодулей а_i,b_iдействительноявляютсяпадающими иотражённымиволнами мощности,а их отношения— коэффициентамипередачи иотражениямощности. Во-вторых,при равенствесопротивленийZ_iволновомусопротивлениюZ₀ S^'-параметрысводятся кS-параметрам.

S^'-параметрытранзисторане могут бытьизмеренынепосредственно,а могут бытьрасчитаны спомощью S-параметров.

4.3. Расчёт маломощныхусилителейна транзисторах

Расчём МШУпроведём пометодике, изложеннойв работе [7].

Расчёт включаетследующиеэтапы:

1. выбор транзистора;

2. выбор схемывключениятранзистора;

3. выбор режимаработы транзистора;

4. выбор числакаскадов, расчётсогласующихтрансформаторови цепей обратнойсвязи;

5. выбор схемыпитания;

6. составлениеэлектрическойсхемы;

7. составлениетопологическойсхемы;

8. анализ на ЭВМтопологическойсхемы с подключённымитранзисторами;

9. оптимизацияна ЭВМ параметровсогласующихцепей;

Рассмотримкаждый этапрасчёта подробнее.

4.3.1. Выбор типатранзистора

В качестветранзисторавыберем полевойтранзисторс барьеромШоттки (ПТШ)N76038а японскойфирмы NEC, который посравнению сбиполярнымтранзисторомобеспечиваетболее низкийуровень шумовв рабочем диапазонечастот.

4.3.2. Выбор схемывключениятранзистора

Для полевоготранзистораиспользуетсясхема с общимистоком(ОИ), общимзатвором (ОЗ)и общим стоком(ОС). У схемы сОИ лучшиеусилительныесвойства ихорошая устойчивость,но иногда длясогласованияс генераторомприменяютсхему с ОЗ, адля согласованияс нагрузкой- схему с ОС. Этосвязано с темчто при небольшихзначенияхсопротивлениянагрузки

и на низкихчастотах входноесопротивлениесхемы сОЗ и выходноесопротивлениедля схемы с ОСимеют небольшуюреактивнуюсоставляющуюи близки к ( –крутизнатран-зистора).Недостатокэтих двух схемв том, что ониобладают малойустойчивостьюи большимвыходным (ОЗ)или входным(ОС) сопротивлением.

4.3.3. Выбор режимаработы транзистора

ПараметрыПТШ в значительнойстепени зависятот питающихнапряжений.Различаютрежимы, оптимальныйпо шуму и оптимальныйпо усилениюмощности. Например,при напряжении Втранзисторимеет максимальноеусиление притоке мА,минимум мерышума при токе30 мА, минимумкоэффициенташума при токе17 мА. Комплексныекоэффициентыотражениянагрузки иисточникасигнала, прикоторых реализуютсямаксимальноеусиление иминимальныйшум, различные.Схема однокаскадноготранзисторногоусилителясогласующимицепями, нагрузкойи генераторомпоказана нарис. 4.3.

Рис. 4.3. Структурнаясхема однокаскадногоусилителя

Транзисторныйусилитель СВЧможет обеспечитьзаданныеэлектрическиехарактеристикив том случае,если транзисторправильнонагружен,т. е. если сопротивленияисточникасигнала и нагрузкив плоскоститранзистораимеют вполнеопределённыезначения.Сопротивленияже реальныхисточникасигнала и нагрузки,как правило,равны 50 Ом, поэтомуусилительдолжен включатьв себясогласующиецепи, осуществляющиетрансформациюсопротивлений.В соответствиисо структурнойсхемой усилителя,изображённойна рис. 4.3. СЦ₁и СЦ₂– согласующиецепи на входеи выходе усилителя,причём СЦ₁трансформируетсопротив-лениереальногоисточникасигнала Z_Г=Z₀в сопротивлениеZ₁в плоскоститранзистора,а СЦ₂трансформируетZ_H=Z₀ в Z₂.

Структурнаясхема усилителя,представленнаяна рис.4.3 являетсяпростейшей.При необходимостиона может бытьдополненадругими цепями,напримеросуществляющимивыравниваниеамплитудно-частотнойхарактеристикиусилителя (приширокойполосе пропускания).

При расчётетранзисторногоусилителя СВЧследует обращатьвнимание наобеспечениеего устойчивости.УстойчивостьусилителяопределяетсяS-параметрамитранзистораи сопротивлениями,на которые оннагружен. Насравнительнонизких частотахтранзисторобладает выраженныминевзаимнымисвойствамии усилительна таком прибореработает устойчиво.

В диапазоне СВЧ транзистор в значительной степени утрачивает свойство невзаимностииз-за

наличияпаразитныхобратных связей(как внутренней,так и внешних),поэтому принекоторыхсопротивленияхисточникасигнала и нагрузкив плоскоститранзистораусилитель можетвозбудиться.

Самовозбуждениеусилителявозможно лишьв случае, когдарезистивнаясоставляющаявходного и(или) выходногосопротивлениятранзисторастановитсяотрицательной.Отрицательномурезистивномусопротивлениюсоответствуеткоэффициентотражения,модуль которогобольше единицы.Так, если отрицательнойявляется резистивнаясоставляющаявходногосопротивлениятранзистора,то |S'₁₁|>1,а если выходного,то |S'₂₂|>1.Входное сопротивлениетранзисторазависит отсопротивленияего выходнойнагрузки, авыходное — отсопротивлениявходной.

Усилительсчитаетсябезусловноустойчивымв заданномдиапазонечастот, еслион не возбуждаетсяв этомдиапазоне прилюбых сопротивленияхпассивныхвнешних нагрузок(Z₁и Z₂на рис. 4.3). Еслисуществуютнагрузки, способныепривести усилительк самовозбуждению,то он являетсяусловноустойчивым(т.е либопотенциальноустойчивым,либо потенциальнонеустойчивым,т.е работающимна строгоопределённуюнагрузку и еслинагрузка из-запроизводственногоразбросагеометрическихразмеров,характеристиккомпонентовили измененииусловий эксплуатацииизменяется,то усилительможет возбудиться).В безусловноустойчивомусилителерезистивныесоставляющиевходного ивыходногосопротивленийтранзисторадолжны оставатьсяположительнымипри любых нагрузочныхсопротивленияхZ₁и Z₂соответственно,если резистивныесоставляющиепоследних такжеположительны.Это можно представитьв виде |S'₁₁|Г₂|S'₂₂|Г₁|

Можнопоказать, чтодля безусловнойустойчивостиусилителянеобходимои достаточновыполнениеследующихсоотношений:

(4.1)

где

.

Последнеенеравенство(4.1) принято записывать в виде, где параметр

называетсякоэффициентомустойчивости(отметим,что К-инвариантныйкоэффициентустойчивости,поскольку независит отсистемыматричныхпараметров,в которой онопределяется).УсловиеК>1,являющеесянеобходимым,но недостаточнымусловиембезусловнойустойчивостиусилителя,означает, чтовозможноодновременноекомплексно-сопряжённоесогласованиена входеи выходе транзистора.При КК=1являетсяпредельным,когда двустороннеесогласованиевозможно.

Условиябезусловнойустойчивостииногда записываютв виде:

, , (4.2)

. (4.3)

Нарушениелюбого из неравенств(4.2) делает усилительпотенциальнонеустойчивым,т.е при определённыхсопротивленияхисточникасигнала илинагрузки онможет возбудится.Поэтому целесообразностроить усилителибезусловноустойчивые,т.е устойчивоработающиепри любой нагрузке.

4.3.4. Расчёт согласующихтрансформаторов

Расчётсогласующихтрансформаторов(входного,межкаскадных,выходного)ведётсядля каждогокаскада отдельно.Для максимальнойпередачи мощностисопряжённосогласуетсявыходной импеданспредыдущеготранзистора(или входногогенератора)с входным импедансомпоследующеготранзитораили нагрузки.Если естьзапас по усилениюу транзисторов,то можно каждыйкаскад согласовыватьпо входу и выходуна 50 Ом, что упрощаетизготовлениеусилителя, таккак всекаскады одинаковые.

По-видимому,для малошумящегокаскада наиболеенезависимойот производственногоразбросапараметровтранзисторови пассивнойчасти усилителяявляется схема,в которой выходноекомплексноесопротивление(проводимость)источникасигнала трансформируетсяв сопряжённое,оптимальноедля данноготранзисторав данномрежиме комплексноесопротивление,обеспечивающееминимум коэффициенташума в полосерабочих частот.

Выход ивход транзисторасогласуетсяс нарузкамив полосе рабочихчастот с учетомизвестногоограниченияФано, которыйпоказал, чтокоэффициентпередачи иширина частотнойполосывзаимосвязаны,если нагрузкаимеет реактивнуюсоставляющую.Естественно,что комплексно-сопряжённоесогласованиевозможно толькона одной частоте.Поэтомуширокополосныесогласующиецепи имеютсвойства фильтров, а для фильтровхарактернызависимостимежду частотнойполосой, крутизнойскатов, потерямив полосе пропусканияи КСВ входов.

Для расчётатрансформаторовследует в первуюочередь выбратьего структуру.Для узкополосных(

)усилителейможно рекомендоватьТ-образнуюструктуру(рис.4.4), так

какпараллельныйшлейф, закороченныйчерез конденсаторна землю, удобноиспользоватьдля подачинапряжениясмещения на транзистор.Для широкополосногоусилителя ( )применяютмногозвеннуюцепь, напримертрёхрезонаторную(рис.4.5).

Рис. 4.4.СтруктураТ-образногосогласующеготрансформаторадля узкополосных усилителей.

Рис. 4.5. Схемасогласующеготрансформаторадля широкополосныхусилителей:

1,5– импедансныйинвертор; 2,4 –четвертьволновыерезонаторы;3 – адмитансныйинвертор; 6 –индуктив-

ностьпоследовательногоконтура; 7-эквивалентвходной цепитранзистора

Порядокрасчёта каскадаследующий :

1. Определяютв заданномчастотномдиапазонекомплексноесопротивлениевходнойили выходнойцепи транзистораи аппроксимируютего в полосечастот простойцепью.Если вещественнаячасть сопротивленияболее постоянная,чем вещественнаячасть проводимости,то нагрузкулучше представитьв виде последовательнойRLС- цепи. Еслиболее постояннаявещественнаячасть проводимости,то нагрузкулучше представитьв виде параллельнойRLC-цепи.

2. При последовательнойцепи нагрузкик ней последовательноподключаютреактивныйэлемент так,чтобы получитьв ней последовательныйрезонанс насредней частотедиапазона

,например,индуктивность в схеме на рис.4.5, величинукоторой определяютпо формуле :

,Гн ,

где

–ёмкость входатранзистора.

Приаппроксимациивхода транзисторапоследовательнымсоединениемёмкостии резистивногосопротивленияилипараллельнымсоединениеминдуктивностии резистивнойпроводимостиможно получитьсогласованиефильтром верхнихчастот, приэтом декремент(который используетсядля определениязначенийэлементовфильтра-прототипанижних частот):

,

где

; ; и –нижняя иверхняя граничныечастоты полосы.

Для получениялучшего согласованияреактивныйэлемент, подключаемыйк нагрузке,должен бытьболее сосредоточенными располагатьсякак можно ближек нагрузке.Если размерыреактивногоэлемента достигаютчетверти волныи болееили он расположенна значительномрасстоянииот нагрузки,то увеличиваетсядобротностьрезонанснойнагрузки исужается полосасогласования.Число резонаторовсхемы согласованияп п = 1),состоящая изпоследовательновключеннойиндуктивностиL₁и полногосопротивленияинвертора K₁₂при С_вх= 0,57 пФ и R_вх= 21 Ом, имеет ширинуполосы согласования 8,9... 11,1 ГГц приf₀= 10 ГГц .Цепь ФНЧ - прототипанижних частотс двумя реактивнымиэлементами(п = 2)можно полу-чить,если добавитьодин четвертьволновойрезонатор крезонатору,образованномунагрузкой. Цепьс двумя дополнительнымичетвертьволновьмирезонаторами(п= 3) расширяетполосу (

= 6...14 ГГц).Применениев схеме попеременноимпедансныхи адмитансныхинверторовпозволяетиспользоватьпоследовательныечетвертьволновыерезонаторы,которыеочень легкореализоватьв микроэлектронномисполнениив виде отрезкалинии. ДлячебышевскойаппроксимацииАЧХ схемасогласованияполучаетсяв 1,52 разаменьше по габаритнымразмерам, чемпри аппроксимациимаксимальноплоской функцией.

Зависимостьэлементов(нормированныхпроводимостей)чебышевскихсогласующихцепей от декремента

построена нарис. 4.6.

Параметры схемысогласования(рис. 4.5):

; ; ;

,

Рис. 4.6. Зависимостьэлементовчебышевскихсогласующихцепей от декремента

при ; :а – для п= 1; б –для п= 2;в – для п= 3

где

–волновоесопротивлениелинии передачимежду инверторами.

Для переходак топологическойсхеме используютформулы:

; ; (при );

; ,

где

–длина волныв линии на частоте ; –волновоесопротивлениеиспользуемой линии передачи.

Для полученияравномерногоусиления вполосе частотприменяютпростой способсогласования,при которомкоэффициентпередачи схемысогласованияна верхнейрабочей частотедиапазонамаксимальный,а затем уменьшаетсяс определённойскоростью.Выходную цепьтранзистораможно представитьв виде параллельногосопротивления

иёмкости .Так как транзисторимеет минимальноеусиление наверхней частотедиапазона f_ви усиление егорастёт приуменьшениичастоты соскоростью

дБ/октаву,то выходнуюцепь следуетвыполнять так,чтобы она имеламаксимальныйкоэффициентпередачи помощности начастоте f_в,т.е комплексноесопротивление должно трансформироватьсяв комплексно-сопряжённоесопротивлениенагрузки, а суменьшениемчастоты коэффициентпередачи долженпадать со скоростью

дБ/октаву.

Такое согласованиена практикеудобно выполнятьпо схеме нарис.4.7, при этомпараллельноесоединениеr^’ иx^’пересчитываютв последовательноепо следующимформулам:

.

Рис 4.7. Эквивалентнаясхема выходноготрансформатора

После этогонеобходимоскомпенсироватьвыходную ёмкостьна верхнейчастоте рабочегодиапазона спомощью последовательнойиндуктивностиL₁, которуювыполняют ввиде центральногопроводникаМПЛ или в видетонкой проволоки,или выводатранзистора:

или ;

Затем междувыходом индуктивностии нагрузкойвключаютчетвертьволновыйтрансформатордля верхнейчастоты рабочегодиапазона сволновымсопротивлением

.Для созданиятребующегосяперекоса АЧХсогласующейцепи в точкусоединенияиндуктивностиL₁ итрансформаторапараллельновключают резистивноесопротивление ,которое закороченона землю микрополосковойлинией l₂.Эта длина равначетверти длиныволны в линиина верхнейчастоте, благодарячему сопротивление на этой частотеизолированоот заземлённойстороны платыи не поглощаетмощность.

4.3.5. Выбор схемыпитания

ПитаниеПТШ осуществляетсядвумя способами:с использованиемдвухполярногоисточниканапряженияи однополярного– савтосмещениемтранзистора.Цепь автосмещенияRи Сявляется,в последнемслучае, цепьюотрицательнойобратной связипо постоянномутоку, стабилизирующейпараметры ТрУ.Потеришунтирующихконденсаторовухудшают параметрыусилительногокаскада, особеннос повышениемчастоты. Учитываяэто, в качестве схемыпитания выбираемсхему питанияс двухполярнымисточникомнапряжения,который раздельнопитает цепьзатвора и цепьстока ПТШ.

4.4. Расчёт транзисторногоМШУ

Расчитаеммалошумящийусилитель навыбранном ПТШсо следующимитребованиями,предъявляемыек нему исходяиз энергетическогорасчёта радиолиниии распределенияусиления потрактам приёмника:

- рабочая полосачастот усилителя:

МГц ;

- средняя частотаполосы частот:

МГц ;

- коэффициентшума усилителя:

дБ;

- требуемыйкоэффициентусиления:

дБ;

- конструкция:гибридно-интегральная.

Расчёт будетпроизводитсяс использованиемна ЭВМ пакетаприкладныхпрограмммоделированияСВЧ схемMicrowave Office4.02.

Линейные параметры транзистораN76038aпредставленыв таблицах №4.1 и 4.2.

Таблица№4.1 СистемаS-параметровтранзистора

F,Ггц	S11	Arg(S11), град	S21	Arg(S21), Град	S12	Arg(S12), град	S22	Arg(S11),град
0,1	0,99	-2	3,29	178	0,006	101	0,63	-2
0,5	0,99	-9	3,29	171	0,013	82	0,63	-16
1,0	0,99	-17	3,25	163	0,020	78	0,62	-12
1,5	0,97	-25	3,25	155	0,030	71	0,61	-19
2,0	0,95	-34	3,22	147	0,040	66	0,60	-24
3,0	0,90	-51	3,15	131	0,060	57	0,58	-35
4,0	0,84	-68	3,07	115	0,080	47	0,54	-46
5,0	0,77	-86	2,97	99	0,090	37	0,50	-58
6,0	0,70	-106	2,83	84	0,100	28	0,45	-70
7,0	0,64	-126	2,66	69	0,110	21	0,41	-81
8,0	0,61	-145	2,51	55	0,110	16	0,37	-92
9,0	0,58	-165	2,37	42	0,110	10	0,33	-104
10,0	0,57	175	2,21	27	0,110	7	0,30	-118
11,0	0,58	156	2,05	15	0,120	3	0,27	-136
12,0	0,60	139	1,87	2	0,120	0	0,27	-157
13,0	0,64	125	1,72	-10	0,120	-1	0,27	-178
14,0	0,67	114	1,57	-20	0,120	-2	0,30	164
15,0	0,71	104	1,45	-32	0,130	-4	0,34	150
16,0	0,74	95	1,32	-41	0,130	-8	0,39	135
17,0	0,77	86	1,19	-52	0,130	-12	0,44	122
18,0	0,78	80	1,09	-61	0,140	-17	0,46	111

Таблица№ 4.2 Значениякоэффициенташума транзистора

F,Ггц	0,5	1,0	2,0	4,0	6,0	8,0	10,0
Кш,дБ	0,40	0,45	0,60	0,80	1,10	1,35	1,60

Зададимся дляпервого каскадаследующимрежимом работы:

В; В; мА.

ИспользуяЭВМ проверяемвыполнениеусловия устойчивостиусиления врабочем диапазонечастот. ГрафиккоэффициентаустойчивостиКпоказан на рис.4.8.

Как видно изграфика нарис.4.8 коэффициентустойчивостиК меньше единицы,т.е транзисторявляетсянеустойчивым.

Возможны следующиеварианты повышенияустойчивостис использованиемрезистивнойнагрузки, включеннойво входную иливыходную цепь(рис 4.9).

В данном случаевыберем схему,изображённуюна рис 4.9,в, таккак для выбранноготранзистораэта схемаобеспечиваетнаименьшийуровень шумапо сравнениюс другими схемамипри выполненииусловий безусловноустойчивойработы. Номиналрезистораподбираетсяс помощью ЭВМи в данном случаеравен R₁= 40 Ом. Графиккоэффициентаустойчивости после стабилизации транзистора показан на рис. 4.10. Каквидно из этого

Рис. 4.8. ЗависимостькоэффициентаустойчивостиК от частоты

графика условиябезусловнойустойчивостив диапазонерабочих частот

,

выполняются,т.е теперь транзисторявляется безусловноустойчивым.

При этом в схемес общим истокомна частотах

МГц коэффициентшума и усилениясоответственноравны: дБ; дБ.

Рис. 4.9. Вариантырезистивнойнагрузки транзисторадля повышениякоэффициентаустойчивости

Рис 4.10. ЗависимостькоэффициентаустойчивостиК и вспомогательногокоэффициента

отчастоты

Коэффициентшума всегоусилителя наверхней частотедиапазона безучёта потерьв схемах согласованияи возможногоизменениярежима работытранзисторовв последующихкаскадах:

; G_A= ;

или дБ

Требуемоечисло каскадовусиления:

где

– требуемыйкоэффициентусиления МШУ;

–максимальныйкоэффициентусиления МШУна верхнейчастоте рабочегодиапазона.

.

Значение входнойпроводимоститранзисторана частоте

МГц составляет:

См

Эта проводимостьсоответствуетпараллельномусоединениюрезистивнойg_вх иреактивнойb_вхпроводимостей.Так как реактивнаясоставляющаявходной проводимостиимеет положительныйзнак, то онаносит ёмкостнойхарактер. ДляПТШ N76038арезистивнаяпроводимостьg_вх будетболее плавнозависеть отчастоты, чемреактивнаяпроводимостьb_вх. Поэтомувходное сопротивлениепредставимв виде последовательнойRC цепи (рис4.11).

; ; ;

См²;

Ом;

Ом;

; пФ.

Рис 4.11. Преобразованиепаралельногосоединенияэлементоввходногосопротивленияв последова-тельноесоединение

Для согласованияусилителя повходу с сопротивлением

Омвычислим полосуусилителя идекрементзатухания.

Полоса частотусилителя:

; или 15,4%

Значение декрементазатухания:

;

Так как

,то усилительявляетсяширокополосным.В качествесогла-сующегозвена на входеусилителяиспользуемтрёхрезонаторнуюсогласующуюцепь (согласующий трансформатор для широкополосныхусилителей) изображённую на рис. 4.5.

По графикам,изображённымна рис 4.6 для

определяемэлементы чебышевскихсогласующихцепей:

Определяемпараметрыинверторовсхемы согласованиявхода транзисторадля волновогосопротивленияподводящейлинии

Ом:

Ом ;

Ом ;

нГн ;

См ;

См ;

пФ ;

Ом ;

Ом ;

Длина волныв линии составляет:

м,

где

- скоростьраспространенияЭМВ.

мм ( или );

мм ( или );

мм ( или );

мм ( или );

мм ( или )

Для короткозамкнутогошлейфа

с волновымсопротивлением Ом:

мм ( или ).

Для компенсациивходной ёмкостина центральнойчастоте требуетсяиндуктивность:

нГн;

Реальнаяиндуктивностьна входе транзистора:

нГн.

Длина этойиндуктивностипри выполненииеё в виде МПЛс волновымсопротивлением

Ом составит:

мм ( или ).

Индуктивностьшлейфа:

нГн ;

Длина этогошлейфа

с волновымсопротивлением Ом составит:

мм ( или );

После подключенияэлементоввходной согласующейцепи получимследующиезначения доступногокоэффициентаусиления

и коэффициенташума для одногокаскада усилителя,которые изображенына рис.4.12.

Рис. 4.12.Частотнаязависимостькоэффициентаусиления

и коэффициенташума для

одногокаскада МШУ,согласованногопо входу

Велиничинакоэффициентаусиления врабочем диапазонечастот равна:

=13,5…11,9дБ, а коэффициенташума =1,03…1,14дБ.

Наибольшаяшумовая температуракаскада МШУв рабочем диапазонесоставит:

;

где T₀= 290 K –cтандартнаятемпература;

-максимальныйкоэффициентшума усилительногокаскада;

К,

что не превышаеттребуемойтемпературыМШУ

К.

Так каккоэффициентусиления сувеличениемрабочей частотыуменьшаетсяи неравно-мерностьусиления составляет1,6 дБ, то длявыравниванияАЧХ коэффициентаусиления выполнимсогласованиетранзисторапо выходу наверхней частотедиапазона:

МГц.

Выходнаяпроводимостьна этой частотесоставит:

См

Эта проводимостьсоответствуетпараллельномусоединениюрезистивнойg_вх иреактивнойb_вх проводимостей.Так как реактивнаясоставляющаявходной проводимостиимеет положи-тельныйзнак, то онаносит ёмкостнойхарактер.

Поэтому выходноесопротивлениекак и входноесопротивлениепредставимв виде последовательнойRC цепи,параметрыкоторой определяютсяниже:

; ;

См²;

Ом; Ом.

Для компенсациивыходной ёмкостина частоте

необходимопоследовательнос ней подключитьиндуктивность,значение которойопределяетсяиз условияпоследовательногорезонанса:

нГн;

Длина этойиндуктивностив микрополосковомисполнениис волновымсопротивлением

Ом составит:

мм ( или ),

где

м – длинаволны на верхнейчастоте рабочегодиапазона;

Коэффициентотражения повыходу составит:

;

А коэффициентбегущей волны:

.

Полученноезначение КБВполностьюудовлетворяетрежиму согласования,поэтому применениечетвертьволновоготрансформаторадля согласованиярезистивнойсоставляющейвыходногосопротивлениятранзисторас нагрузкой 50 Ом нетребуется.

Номинал сопротивления

=103 Ом и волновоесопротивлениечетвертьволновоготрансформатораl₂, равное Ом подобраныс учётом получениякак можно меньшейнеравномерностиусиления, котораяв данном случаесоставит 0,3 дБ.

Для дальнейшегоуменьшениянеравномерностиусиления атакже коэффициенташума с помощьюЭВМ была проведенакорректировкапараметровэлементоввходной и выходнойсогласующихцепей, значениякоторых приведеныв таблице 4.3.

Таблица№4.3Расчётныеи скорректированныезначения элементовСЦ.

параметр	l34	lш34	lа	С23,пФ	lб	lвх	lш12	R1, Ом	lвых	R2, Ом	z2, Ом
расчёт- ный				0,17				40		103	12,9
скоррек-тир.				0,17				40		54	31

После корректировкизначений параметровсогласующихцепей cпомощьюинструментаTune программыМicroWave Office4.02 получаемкоэффициент усиления ишума одногокаскада, частотныехарактеристикикоторых изображенына рис. 4.13.

Рис. 4.13. Частотнаязависимостькоэффициентаусиления и коэффициенташума одного

каскадаМШУ, согласованногопо входу и выходу

Как видно изАЧХ на рис. 4.13,коэффициентусиления вдиапазонерабочих частотравен

=12 дБ, неравномерностьусиления полностьюотсутствует,коэффициентшума изменяетсяв пределах дБ, что соответствуетдиапазонушумовых температур К.

Принципиальнаяэлектрическаясхема одногокаскада усилителяпредставленана рис. 4.14.

Рис. 4.14.Принципиальнаяэлектрическаясхема одногокаскада усилителя

4.5.Составлениетопологическойсхемы усилителя

Под топологиейподразумеваетсярисунок пассивной схемы, котораянаносится напод-ложку издиэлектрикаи на которуюмонтируютнавесные элементы.Расчёт и проектированиетопологическойструктурыгибридной ИМСдолжны бытьнаправленына получениеоптимальнойконструкциисхемы, обеспечивающейвысокую надёжностьпри минимальныхтехнологическихзатратах.

В качествематериалаподложки выберемполикор сдиэлектрическойпроницае-мостью

.Толщину подложкивыберем равной мм,а толщинутоконесущегопроводникаМПЛ выберемравным мм.

На топологическойсхеме всеиндуктивностии согласующиетрансформаторывыполнены ввиде МПЛ ссоответствующимизначениямиволновыхсопротивленийи размеров. Вкачестве материалатоконесущегопроводникавыберем алюминий,который обладаетхорошей адгезиейк подложке ихорошейэлектропроводностью.

Расчётгеометрическихразмеров МПЛпроизведёнс помощью программыTXLINE 2001, входящейв состав пакетапрограмммоделированияСВЧ схем MicroWaveOffice 4.02.

Результатырасчёта приведеныв таблице 4.4.

Таблица№4.4. Результатырасчёта элементовна МПЛ

Элемент
длинаэлектрическая
длина, мм	2,2163	1,4539	4,2602	5,1304	2,3405	0,6799	2,0401	6,5212
ширина,мм	1,0356	0,0578	1,0356	1,0356	0,05775	0,0578	0,0578	2,4207
волновоесопротивление,Ом	50	120	50	50	120	120	120	50

Cоединяякаскадно триусилителя,получимчастотнуюхарактеристикукоэффициентаусиления икоэффициенташума всего МШУ,изображённуюна рис. 4.15.

Рис. 4.15. Частотнаязависимостькоэффициентаусиления

и коэффициенташума трёхкаскад-ногоМШУ

Как видно изАЧХ на рис. 4.15,коэффициентусиления вдиапазонерабочих частотравен

=36…35,1 дБ, неравномерностьусиления составляет0,9 дБ, коэффициентшума изменяетсяв пределах дБ, что соответствуетдиапазонушумовых температур К.

Проведя корректировкудлины элементов

, , , , в месте соединения каскадов спомощью инструмента Tune программы MicroWave Office 4.02 получим частот-

ную характеристику,изображённуюна рис.4.16.

Как видно изАЧХ на рис. 4.16,коэффициентусиления вдиапазонерабочих частотизменяетсяв пределах

=35,6…35,3 дБ, неравномерностьусиления составляет0,3 дБ, коэффициентшума изменяетсяв пределах дБ, что соответствуетдиапазонушумовых температур К.

Таким корректировкамежкаскадныхсвязей усилителяпривела к уменьшениюнеравно-мерностикоэффициентаусиления врабочем диапазонечастот от 0,9дБ до 0,3 дБ.

Рис. 4.16.Частотнаяхарактеристикакоэффициентаусиления

и коэффициенташума для

трёхкаскадногоМШУ

Таким образомможно сказать,что требования,предъявляемыек МШУ по значениямкоэффициенташума икоэффициентаусиления врабочем диапазонечастот выполнены,поэтому оптимизацияпо данным параметрамне требуется.

4.5.1.Резисторы

В качестверезистивныхсопротивленийпримененытонкоплёночныерезисторыпрямоугольнойформы (рис. 4.16).

Рис. 4.16. Конструкциятонкоплёночногорезисторапрямоугольнойформы

Для изготовленияплёночныхрезисторовиспользуютразные материалы:металлы, сплавы,соединения, керметы, удовлетворяющие требованиям по металлургической совместимости,адгезии, технологичностии стабильности.

Сопротивлениеплёночногорезистора:

,

где

–удельноеповерхностноесопротивлениематериалаплёнки, Ом/□;

l,w– длина иширина резистивнойплёнки соответственно,мм.

Результатырасчёта резистивныхсопротивлений

и при использованиив качестверезистивнойплёнки нихромас Ом/□ сведеныв таблицу 4.5.

Таблица№ 4.5 Результатырасчёта резистивныхсопротивлений

Элемент	l,мм	w,мм
=40 Ом	0,89	2
=54 Ом	1,45	2,42

4.5.2.Kонденсаторы

В гибридныхИМС применяюттонкоплёночныеи толстоплёночныеконденсаторыс простойпрямоугольнойформой. Плёночныйконденсаторпредставляетсобой многослойнуюструктуру,нанесённуюна диэлектрическуюподложку (рис.4.17). Для её полученияна подложку1 последовательнонаносят трислоя: проводящий2, выполняющийполь нижнейподкладки, слойдиэлектрика3 и проводящийслой 4, выполняющийроль верхнейобкладкиконденсатора.

Рис. 4.17. Конструкцияплёночногоконденсатора с обкладкамипрямоугольнойформы

Конструкцияконденсатора,изображеннаяна рис. 4.17 предназначенадля реализацииконденсаторовповышеннойёмкости (сотни– тысячи пикофарад).Поэтому даннуюконструк-циюконденсаторабудем использоватьпри расчётеконденсаторовС₁ и С₂, соединяющихпо СВЧ заземлённуюсторону платы,а также разделительногоконденсатораС₃ .

Значение ёмкостиплёночногоконденсатораопределяютпо формуле:

,пФ,

где ε – относительнаядиэлектрическаяпроницаемостьдиэлектрика;

S – площадьперекрытиядиэлектрикаобкладками,мм²;

d – толщинадиэлектрика,мм.

Ёмкость Сконденсатораудобно выражатьчерез удельнуюёмкость:

,

где

- значение удельнойёмкости наединицу площадиобкладок.

В качествематериаладиэлектрикавыберем двуокиськремния (SiO₂)c ε = 4…5 и

при толщинеплёнки равнойd = 0,2 мкм.

Тогда дляреализацииёмкости номиналомС₁= С₂=C₃ =1000 пФ необходимоезначение площадиперекрытиядиэлектрикаобкладкамисоставит:

мм².

Длина и ширинаобкладкисоответственносоставят:

мм, мм

Для реализацииконденсаторамалой величиныёмкости С₂₃= 0,17 пФ используемсосредоточеннуюпоследовательнуюёмкость, котораяможет бытьобразованазазором в линиипередачи,изображённуюна рис. 4.18.

Рис. 4.18.Конструкциясосредоточеннойпоследовательнойёмкости

Такая ёмкостьобычно невелика(единицы пикофарад)и может бытьрасчитана изформулы:

В нашем случаеизвестно что:

мм,

Ом,

мм, С₂₃= 0,17 пФ,

.Тогда:

мм

Итак,определенывсе элементытопологическойсхемы, геометрическиеразмеры которыхприведены втабл.4.6.

Таблица№4.6. Геометрическиеразмеры элементовтопологиитрёхкаскадногоМШУ

VT1-VT3	N76038a
	мм, мм
	мм, мм
	мм, мм
, ,	мм, мм
, ,	мм, мм
, ,	мм, мм
	мм, мм
	мм, мм
	мм, мм
, ,	мм, мм
, ,	мм, мм
, ,	мм, мм
Ом	мм, мм
Ом	мм, мм
пФ	мм, мм
пФ	мм, мм

На рис. 4.19представленатопологическаясхема одногокаскада МШУ,а на рис. 4.20 – всегоМШУ, состоящегоиз трёхкаскадов.

Рис. 4.19. Топологическаясхема одногокаскада МШУ

Рис. 4.20. ТопологиятрёхкаскадногоМШУ

Вывод

Эта работабыла посвященаразработкеструктурнойи функциональнойсхем приёмногоСВЧ трактаземной станцииспутниковойсистемы связи,а также расчётуодного из элементовэтого тракта– малошумящегоусилителя наоснованиитребованийпо обеспечениюзаданногокоэффициенташума и усиления.Как показалирезультатырасчёта с помощью пакетаприкладныхпрограмммоделированияСВЧ схем MicroWaveOffice 4.02, МШУобеспечиваетзаданные требованияпо значениямкоэффициентаусиления,коэффициенташума, неравномерностиусиления. Функциональнаясхема разработанногоСВЧ тракта довольно проста,но она достаточночётко отражаетпроцесс преобразованияаналоговогоЧМ сигнала.

Перечень ссылок

1. Спутниковаясвязь и вещание:Справочник.– 3-е изд./Под. ред.Л. Я. Кантора.– М.: Радио и связь,1997.-528 с.

2. Справочникпо учебномупроектированиюприёмно-усилительныхустройств.- К.:Вища школа,1972.

3. Радиоприёмныеустройства.Проектированиена ИМС. – М.: Радиои связь, 1989.

4. Системы спутниковойсвязи / А. М. Бонч-Бруевич,В.Л. Быков, Л. Я.Кантор и др;Под ред. Л. Я.Кантора: Учебноепособие длявузов. – М.: Радиои связь, 1992. – 224 с.:ил.

5.МордуховичЛ. Г., СтепановА. П. Системырадиосвязи.Курсовоепроектирование:Учебное пособиедля вузов. –М.: Радио и связь,1987. – 192 с.: ил.

6. ТвердотельныеустройстваСВЧ в техникесвязи / Л. Г. Гассанов,А. А. Липатов, В. В. Марков,Н. А. Могильченко.– М.: Радио и связь,1988. – 288 с.: ил.

7. Проектированиеинтегральныхустройств СВЧ:Справочник/ Ю. Г. Ефремов, В. В. Конин,Б. Д. Солганики др. – К.: Техника,1990. – 159 с.

8. МикроэлектронныеустройстваСВЧ: Учебноепособие длярадиотехническихспециальностейвузов/ Г. И. Веселов,Е. Н. Егоров, Ю.Н. Алёхин и др.;Под ред. Г. И.Весе-лова. –М.: Высш. шк., 1988. –280 с.: ил.

9. ИнтегральныеустройстваСВЧ телекоммуникационныхсистем / М. Е.Ильченко, А. А. Липатов,Н. А. Могильченко,Т. Н. Нарытник,А. В. Савельев,Ю. И. Якименко.– К.: Техника,1998. – 110 с.

10. Брагин А.С.Методическиерекомендациидля расчётных занятий поучебной дисциплине„Радиотелекоммуникационныесистемы”. – К:НТУУ „КПИ”,2002, - 49 с.

11. MicroWave Office 4.02