Усилитель для направленного микрофона (стр. 2 из 3)
В качестве пары транзисторов принимаем транзисторы МП16Б и МП38А.
По входной характеристике транзистора МП38А (рис. 3.1.1) определяем исходную рабочую точку: Uбэ0=0,145 В и Iб0=25*10-6А.
Рис. 3.1.1
Э.д.с. источника питания находим из условия:
2Uкэmax ³ Еп ³ 2(Uнач+Umн) (3.1.2)
где Uкэmax=15 В, Uнач=1 В, Umн=Ö(2Pвых*Rн)=Ö(2*0,02*300)=3,5 В.
Тогда Еп выбираем равным 9В.
Используя выходные характеристики транзистора (рис. 3.1.2), через точки Uкэ=Еп/2=4,5 В и Iк=Еп/(2Rн)=15*10-3 А проводим нагрузочную прямую и определяем исходный коллекторный ток: Iк0=3*10-3 А. Построив из точки Еп/2 треугольник мощности со сторонами Umн=3,5 В и Imн=11,5*10-3 А, убеждаемся в возможности получения заданной выходной мощности (Рвых=0,5*3,5*11,5*10-3=0,02 Вт).
Рис. 3.1.2
По входной и выходным характеристикам определяем:
g21=Imн/Umбэ=11,5*10-3/0,035=0,33 (3.1.3)
Отсюда глубина обратной связи:
F=1+g21Rн=1+0,33*300=100 (3.1.4)
Рассчитаем величины резисторов базового делителя: - для обеспечения падения напряжения на резисторах R12,R13 равного 2Uбэ0=0,29 В, ток через них должен быть Iд=(5-10)Iб0.
Примем Iд=0,15*10-3 А.
Отсюда:
R12=R13=2Uбэ0/Iд=0,29/0,15*10-3=2 кОм. (3.1.5)
R14=R15=(Eп-2Uбэ0)/Iд=8,71/0,15*10-3=58 кОм. (3.1.6)
Rдел=(R12||R14)/2=970 Ом. (3.1.7)
Входная проводимость транзистора:
g11=Imб/Umбэ=50*10-6/0,04= 1,25*10-3 См. (3.1.8)
Тогда входное сопротивление каскада с учетом ОСС:
Rвх=FRдел/(F+g11Rдел)=(100*970)/(100+1,25*10-3*970)=960 Ом. (3.1.9)
Коэффициент усиления по напряжению:
К0=(g21Rн)/(1+g21Rн)=(0,33*300)/(1+0,33*300)=0,99 (3.1.10)
Тогда амплитуда напряжения входного сигнала:
Umвх»Umн=3,5 В. (3.1.11)
Амплитуда входного тока:
Imвх=Umвх/Rвх=3,5/960=3,6*10-3 А. (3.1.12)
Задаваясь fн=20 Гц; Мн=0,707 определим емкость разделительного конденсатора:
C10=(2p*fн*Rн)-1=(2*3,14*20*300)-1=26,5 мкФ. (3.1.13)
По входной и выходным характеристикам строим сквозную динамическую характеристику транзистора для определения коэффициента нелинейных искажений.
Таблица 3.1.1
| номер точки | 1 | 2 | 3 | 4 | 5 | 6 | 7 |
| Iб, мА | 0,175 | 0,15 | 0,125 | 0,1 | 0,075 | 0,05 | 0,025 |
| Uбэ, В | 0,225 | 0,218 | 0,21 | 0,195 | 0,18 | 0,161 | 0,145 |
| Jк, мА | 14,5 | 14,3 | 13,6 | 11,8 | 9,2 | 6,1 | 3 |
| Eг=Uбэ+Iб*Rист, В | 0,395 | 0,364 | 0,331 | 0,292 | 0,253 | 0,210 | 0,169 |
По данным таблицы 3.1.1 строим сквозную динамическую характеристику транзистора (рис. 3.1.3).
Рис. 3.1.3
Методом семи ординат (который для двухтактного каскада выражается в метод четырех ординат) находим амплитуды гармоник тока:
Im1=(J4+J3/b )/2 Im2=n(JB+JA)/4 (3.1.14)
Im3=(JN+JM)/4 Im4=n(J1-J3+J4/2)/4
Im5=(JN-JM)/4 Im6=n(JB-JA)/4
где IA=(J1-2J2+J3+J4/2)/2b IB=J4/2-J1
IM=[a(J4+J3/b)-2J2]/c IN=J4-J3/b
a=0,383 b=0,707 c=0,923
n - коэффициент асимметрии плеч, (транзисторы подбираются близкими по крутизне сквозной передачи, таким образом, чтобы n=0,1)
Подставляя в формулы (3.14) найденные значения
I1= 1 мА IA= 6,2 мА
I2= 6 мА IB= 6,25 мА
I3=12,5 мА IM= - 0,35 мА
I4=14,5 мА IN= - 3,2 мА
получаем следующие амплитуды гармоник тока (в мА):
Im1= 16,1 Im2 = 0,3 (3.1.15)
Im5 = - 0,7 Im4= -0,1
Im3 = - 0,9 Im6 = 0,001
Находим коэффициент гармоник:
Кг=Ö[(Im2 )2+(Im3 )2+(Im4 )2+(Im5 )2+(Im6 )2 ]/Im1=0,06=6% (3.1.16)
3.2. Расчет активного RC-фильтра низких частот
Для наиболее качественного приема сигналов в диапазоне низких частот применим в данном усилителе звено с активным RC-фильтром низких частот.
Исходными данными при расчете ARC-фильтра являются:
f1 - граничная частота полосы пропускания;
а1 - максимально допустимое затухание в полосе пропускания;
fзн - граничная частота полосы заграждения;
аз - минимально допустимое затухание в полосе заграждения.
Для того, чтобы АЧХ фильтра в полосе пропускания была максимально плоской применим к данному фильтру аппроксимацию по Баттерворту.
Зададим исходные данные для рассчитываемого фильтра:
f1 = 2,5 кГц, а1= - 3 дБ (3.2.1)
fз = 5,0 кГц, аз = -15 дБ
По исходным данным отнормируем частоту:
W1=fв/fв=2500/2500=1 Wз=fз/fв=5000/2500=2 (3.2.2)
Для определения порядка фильтра воспользуемся монограммой из справочной литературы. Производя требуемые расчеты получаем, что данный фильтр должен быть второго порядка. Из справочника определяем, что для фильтра второго порядка имеются два полюса:
p1= -0,707-j0,707 и p2= -0,707+j0,707 (3.2.3)
Сомножители полинома Баттерворта имеют вид:
p2+1,41p+1 (3.2.4)
Собственная частота звена второго порядка:
W0=Ö(l2+W2)= Ö(0,7072+0,7072)=1 (3.2.5)
Коэффициент затухания:
d=2l/W0=2*0,707=1,41 (3.2.6)
Для повышения крутизны АЧХ вблизи частоты среза, отсчитываемого на уровне -3 дБ, используется слабая положительная обратная связь, стабилизированная с помощью отрицательной ОС, цепь которой представлена делителем напряжения R10R11 с коэффициентом передачи напряжения:
B=R10/(R10+R11) (3.2.7)
С целью получения максимально плоской АЧХ параметр
КF »1/В=1+R11/R10 (3.2.8)
выбирают равным 1,2.
Сама АЧХ описывается выражением:
Кф(w)=Кфw02/Ö[w04+w02w2(d-2)+w4] (3.2.9)
где КF=Кф,
w0=wс=2pf1=1/Ö(C6R8C7R9) (3.2.10)
Располагая двумя уравнениями относительно элементов фильтра при шести неизвестных, следует придать численные значения четырем из них. Известными параметрами в данном случае являются:
частота среза - wс=2pfс=2p*2500=15700 рад/с (3.2.11)
коэффициент усиления КF=1,2
Пусть R9=10R8, тогда уравнение относительно C4 имеет вид: