Разработка блока управления фотоприёмником для волоконно-оптических систем передачи информации (стр. 5 из 11)

i_ф= l·P_св/η·h·νили i_ф=А·Р_св, А=l/η·h·ν,

где

Р_св – падающая на ФД оптическая мощность;

η – квантовый выход;

h – 6,63·10^-34 – постоянная Планка;

ν – частота света.

При Р_св на выходе НЛПН равном 0,5мВт на ФПУ будем иметь

I_ф0=А·Р_св/D, где D – потери в линии.

С учетом потерь на двух оптических разъемах (α=1дБ/км) и затуханием ОК (α=1дБ/км) суммарные потери D=3дБ/км, что составляет 10lgD=10lg3=0,5 раз.

,

А = 0,7 Вт/А.

Подставляя фототок I_ф0 в выражение (1) и (2) получим следующие соотношения

i²_ш,ф0 = 2

I_ф0Δf = 32·10^-19·1,75·10^-4 = 5,6·10^-15А²,

i²_ф,ш = I²_ф0·10^RIN/10·Δf = (0,175·10^-3)²·10^-15·106 = 3,06^-1·10^-17A².

т.е. мы выяснили, что шумовой ток, создаваемый постоянной оптической мощностью за счет RIN на два порядка меньше шумового тока, создаваемого постоянной фоновой засветкой и, соответственно, его влиянием в нашем случае можно пренебречь.

Таким образом, чем меньше ток базы, тем меньше шумы транзистора, но при малых токах ухудшается h₂₁, а также ухудшаются частотные свойства, ухудшается f_т, поэтому для вышесказанного частотного диапазона компромиссным решением будет использование СВЧ транзистора при токах покоя (I_к ≈ 1÷2 мА).

Формула коэффициента шума показывает справедливость этих допущений.

Например, при R_г = 1 кОм (эквивалентное сопротивление нагрузки ФД по переменному току), более нежелательно из-за больших частотных искажений.

При f_в ≥ 400МГц необходимо использовать СВЧ транзистор 2Т3114В-6, у которого f_гр ≈ 4,7ГГц при I_к = 2мА

,

где

r’_б – сопротивление тела базы;

r_б’э – сопротивление базы-эмиттер;

h_21э – 100;

r’_б – 5 Ом (для транзистора 2Т382А);

R_г=R1||R2||R4≈1кОм;

r_б’э=26/I_к·h₂₁.

При токе I_к=2мА, h_21э=100, r’_б=10 Ом.

При этих данных r_б’э=1,3кОм; F=1,45 эквивалентный шумовой ток, учитывающий R транзистора, равен

для f=1МГц

При минимизации собственных шумов ФПУ и максимизации динамического диапазона к построению электрической принципиальной схемы ФПУ и выбору режимов транзисторов его каскадов, особенно выходных, предъявляются противоречивые требования.

Во-первых, транзисторы выбираются СВЧ диапазона, например 2Т3114В-6, маломощные, с f_гр≥4 ГГц.

Ток покоя входного каскада нами уже выбран из условия минимизации шумов.

Транзистор 2Т3114В-6 имеет следующие параметры:

P_{к доп} = 25 мВт;

I_{к доп} = 15 мА;

U_{к доп} = 5 В;

f_г= 4,7 ГГц;

h₂₁= 100;

C_к = 0,4 пФ;

r_расч = 6 нс.

Чтобы совместить эти противоречивые требования (минимальные шумы, максимальный частотный и динамический диапазон), входной каскад выполняется по схеме эмиттерного повторителя, который обладает этими свойствами.

Второй каскад для обеспечения заданного частотного и динамического диапазонов выполняется по каскадной схеме с местной обратной связью (ОС). В качестве 2-го и 3-го каскадов используется СВЧ микросхема типа М 45121–2.

Наличие во втором каскаде ФПУ обратной связи увеличивает особенно динамический диапазон, а также и частотный, при этом не ухудшаются шумовые свойства ФПУ, так как первый каскад создает требуемое усиление по мощности.

Это же позволяет ток покоя каскадной схемы выбрать достаточно большим, что в свою очередь увеличивает глубину обратной связи и тем самым уменьшает нелинейные и частотные искажения.

Электрические параметры микросхемы приведены в табл. 3.1.

Таблица 3.1– Электрические параметры микросхемы

Параметры, единицы измерения	Норма
	Не менее	Не более
1. Верхняя частота рабочего диапазона, МГц	1000	-
2. Коэффициент шума в режиме преобразования, дБ	-	10
3. Верхняя граница линейности АЧХ по сжатию Кр на 1дБ, мВт	0,1	-
4. Развязка между каналами, дБ	30	-
5. Коэффициент передачи по мо – щности в режиме усиления, дБ	-	5
6. Допустимая входная мощность, мВт	-	5
7. Минимальная наработка, час	25000	-
8. 90 – процентный ресурс, час	40000	-
9. Масса, г	-	1,5

3.2 Выходной каскад

Выходной каскад для согласования с внешней нагрузкой выполнен по схеме эмиттерного повторителя. При этом R_н=50 Ом и ток покоя выбирается достаточно большим.

В качестве выходного транзистора VT2 можно использовать тот же транзистор, что и в предварительном усилителе: 2Т3114В-6.

Учет всех этих рекомендаций позволил реализовать схему ФПУ, которая изображена на рис. 3.2 и 3.3.

Первые три транзистора охвачены общей отрицательной обратной связью (ОООС), что позволяет увеличить частотный и динамический диапазоны без ухудшения чувствительности.

Анализ принципиальной схемы ФПУ показывает, что использование в качестве входного каскада эмиттерного повторителя позволяет решить одновременно много задач:

– уменьшить нелинейные искажения входного каскада;

– увеличить его частотный диапазон;

– уменьшить нелинейные искажения второго каскада путем увеличения глубины местной ОС за счет малого выходного сопротивления эмиттерного повторителя.

Все это не ухудшает чувствительности ФПУ, так как входной каскад в h₂₁ раза усиливает мощность сигнала.

Определим граничную частоту усиления ФПУ

U₂(p) = τ₁(p)·K(p) = Ј_ф·Z_вх·F·K(p),

где

U₂(p) – напряжение на входе ФПУ;

U₁(p) – напряжение на нагрузке ФД, т.е. комплексном сопротивлении по переменному току, действующему между базой входного транзистора и общим проводом;

К(р) – общий коэффициент усиления всех каскадов ФПУ, кроме выходного;

Ј_ф – фототок сигнала;

Z_вх – входное сопротивление ФПУ при действии общей ОС, охватывающей первые два каскада.

В нашем случае К(р) = К₁(р)·К₂(р) ≈ К₁·К₂ ≈ К₂, так как К₁ = 1 и усиление этих каскадов можно считать в нашем частотном диапазоне постоянным.

Тогда, при Z_вх,F= Z_вх

, F_кз = 1, F_хх = 1+КВ(р),

где В(р) =

; = R_г·С_вх; Z_вх = ;

получим

1 + B₀K = F₀,

, K₂ = 4

Частота верхнего среза для входных каскадов ФПУ (первого и второго) при действии общей ООС равна

,

_,

_.

ФПУ может быть выполнен и на дискретных транзисторах, по приведенной выше схемотехнике, но при этом должны использоваться транзисторы с f_г > (4÷5) ГГц.

Технология использования возможна гибридно-пленочная.

4. Расчет фотоприемного устройства

4.1 Расчет выходного усилителя

Расчет К – цепи по постоянному току включает выбор режимов транзисторов и расчет сопротивлений резисторов, обеспечивающих выбранные режимы и их стабильность. При этом мощности, потребляемые, от источников питания и сигнала должны быть минимальными.

Режим работы транзистора, определяемый положением исходной рабочей точки (точки покоя) на выходных характеристиках транзистора (рисунок 4.1), т.е. значениями тока покоя коллектора I_к к постоянной составляющей напряжения между коллектором и эмиттером U_к, должно быть таким, чтобы на внешней нагрузке обеспечивалось заданная (номинальная) мощность сигнала и параметры предельных режимов работы транзистора не превышали максимально допустимых значений.

Принимая во внимание потери мощности сигнала в выходной цепи, вносимые цепью обратной связи, выходной цепью транзистора, максимальное рабочее значение мощности, рассеиваемой на коллекторе транзистора составляет

Р_{кр макс} < i_k,

Р_{к доп} = 100 мВт.

Определим режим работы выходного транзистора. Ток коллектора выходного транзистора был оговорен при выборе принципиальной схемы.

Для уменьшения нелинейных и частотных искажений ток покоя выбрали равным 10 мА исходя из того что

R_{кр макс} ≈ U_кэ·I_к,